Stadio Ampli TR

STADIO AMPLIFICATORE AD UN TRANSISTORE

Premesso che per fare le cose veramente in modo superlativo bisognerebbe avere le curve di risposta del transistore prescelto per poi tirare la retta di carico in base alla tensione di alimentazione e i ricavare così la Ic la Ib e la Vbe per procedere ai calcoli delle varie R si può procedere anche con un metodo empirico come di seguito descritto.

Dato il seguente schema di uno stadio amplificatore ad un transistore si vuole descrivere come determinare i componenti per un corretto funzionamento.

Considerando che da uno stadio amplificatore di tensione ci si aspetta la massima tensione amplificata in uscita, valutiamo quanto può essere il suo valore massimo picco picco. Se il transistore va dalla perfetta saturazione alla interdizione, l'uscita minima sarebbe 0V quando satura e pari a Vcc quando si interdice (Voutpp=Vcc).

Per avere segnali non distorti le semionde positive e quelle negative devono essere simmetriche, ne consegue che a riposo cioè senza segnale d'ingresso, la Vc (tensione continua tra collettore e massa) dovrà essere ½ Vcc.

Ci sono altre tre cose da definire prima di poter calcolare le giuste resistenze di polarizzazione, cioè Ve, Vb e Ic.

Per Ve è buona norma prendere un valore pari a circa un decimo di Vcc (Ve=Vcc/10).

Considerato che per avere Vc pari ad un mezzo di Vcc il transistore non può essere ne saturo ne interdetto si può ritenere la sua Vbe ne massima (0,8V) ne minima (0,55V) ma circa pari a 0,65V. Pertanto la Vb = Ve + 0,65V dove Ve=Vcc/10.

Il terzo dato incognito che va fissato è la corrente di collettore che per transistori amplificatori di segnale come i BCxxx si può ritenere di qualche mA.

Facciamo un esempio con Vcc=12V e transistore BC548.

Per quanto esposto qui sopra sarà:

Vc = 12V / 2 = 6V

Ve = 12V / 10 = 1,2V

Vb = 1,2V+ 0,65V = 1,85V

Ic = 2 mA

ne consegue che Rc = Vrc / Ic = 6V / 2 mA = 3 KOhm valore commerciale sarà 3K3

Se ipotizzo un guadagno β di corrente del BC548 pari a 100 avremo la Ib=Ic /β = 2 /100= 0,02 mA che ai fini della Ie si può trascurare e pertanto Ie circa = Ic per cui

Re = Ve / Ie = 1,2V / 2 mA = 600 Ohm valore commerciale 560 Ohm

Se nel partitore Rb1 Rb2 facciamo scorrere una Ip >> di Ib anche qui la Ib si può trascurare e di conseguenza Rb1 + Rb2 = Rtot = Vcc / Ip se Ip fosse anche solo 20 volte Ib cioè

Ip = 20 Ib = 20 x 0,02 mA = 0,4 mA

Rtot = 12V / 0,4mA = 30 KOhm ma Rb2 = Vb / Ip = 1,85V / 0,4 mA = 4,625 KOhm , valore commerciale di 4,7 KOhm

Rb1 = Rtot - Rb2 = 30K - 4,625K = 25,375K pari ad un valore commerciale di 27 KOhm

VERIFICA PRATICA:

Alimentazione Vcc = 12V

Tensione di collettore ipotizzata 6V -> misurata Vc= 5,73V

Tensione di emettitore ipotizzata 1,2V -> misurata Ve= 1,1V

Tensione di base Vb=1,85V ipotizzata -> misurata Ve= 1,76V

Tensione Vbe=Vb-Ve ipotizzata 0,65V -> Vbe = 1,76-1,1 = 0,66V

Con Vin 100 mVpp a 1 kHz -> Voutpp = 9V -> A = Vout / Vin = 9000 mV / 100mV= 90

Calcoliamo ora le capacità di accoppiamento Cin, Cout e Ce.

Immaginiamo che il circuito equivalente sia questo

Ebbene noi cosa vorremmo succedesse ?

Vorremo che tutto il segnale Vin giungesse a Vout cioè il nuovo ingresso di un altro stadio (preampli o ampli che sia)...

Ora mi chiedo che valore deve avere Xc rispetto a 47K per avere Vout = a Vin ?

Senza calcoli si intuisce che si ottiene quanto voluto se gli Ohm offerti da Xc sono nulli = 0 .... ma questo è una cosa solo ideale in pratica dovrà essere questa quantità di Ohm molto piccola rispetto ai 47K.

Per non influenzare i segnali alternati questi condensatori dovrebbero comportarsi come dei circuiti aperti ai fini della continua e dei circuiti chiusi per i segnali alternati cioè una Xc molto bassa rispetto alle altre impedenze in gioco.

La Xc (Ohm), calcolata alla frequenza più piccola da lasciar passare, dei condensatori in serie per l'accoppiamento deve essere molto più piccola rispetto all’impedenza (Ohm) di entrata dello stadio dopo il condensatore di accoppiamento, spesso basta 10 volte ma se si può si esagera e si fa 30 40 o anche 100 volte....

Facciamo ancora un ragionamento a intuito se Xc= 4,7K per una certa frequenza e la Vin = 1V quanto sarà la Vout che potrò utilizzare ?

Senza calcoli si intuisce che se la caduta di tensione è proporzionale al valore degli Ohm e la somma delle due cadute di tensione devono dare 1 significa che cadrà 0,1V sulla Xc e 0,9V sulla 47K...

Se Xc fosse 47K la Vout sarebbe solo 0,5V ..ma non è quello che desideriamo... noi vorremo la Vout = 1V

si intuisce che Xc deve essere molto più piccola di 47K

Sapendo poi che Xc dipende dalla frequenza a parità di C e che il valore in Ohm è inversamente proporzionale alla F [ Xc = 1/(2 pgreco F C)] ne consegue che i calcoli vanno fatti alla minima Frequenza che si vuole passi quasi inalterata da in verso l'out...

C >> 1/(2 pgreco F R) dove C in farad, F in Hz e R in Ohm ed R è il valore dello stadio verso cui vogliamo mandare il segnale in questo caso 47KOhm

Cioè il quantitativo di Ohm della reattanza capacitiva Xcin << dell'impedenza Zin di ingresso e Xcout << dell'impedenza del carico che ci dovrò attaccare per sfruttare il segnale d'uscita.

Ad esempio se metto una C che accoppia l'uscita di un ampli con l'altoparlante che ha impedenze basse la Xc deve essere almeno un decimo di quella dell'altoparlante per la F minia da far passare come potrebbe essere 50 Hz o meno...

Ecco allora che C può diventare abbastanza alta 2 o 3 mila micro farad...

Senza complicarci troppo la vita consideriamo l'impedenza d'ingresso anche solo quella dovuta alla giunzione base emettitore Hie e riteniamola circa 1K, ne consegue che Xci << di 1K.

Se per << facciamo almeno 10 ne consegue che Xcin<<1000 /10 = 100 Ohm.

Ma Xcin = 1 / 2∏FC da cui C = 1 / 2∏FXcin = 1 / 2 ∏ F 100.

Se F è la frequenza più bassa che vogliamo amplificare a maggior ragione soddisferà anche per le F maggiori. Prendiamo ad esempio una Fminima di 50 Hz.

Cin = 1 / 2∏ 50 100 = 31,8 micro Farad valore commerciale 33 uF

Anche Ce deve sottostare alla stessa regola a Xce sarà << a 560 Ohm Xce=560 / 10 = 56 Ohm

Ce = 1 / 2∏ 50 56 = 56 micro Farad valore commerciale 47 uF o 56 uF

Per Cout stesso ragionamento e se il carico immagino un altro stadio allora sarà pure 33uF altrimenti se ipotizzo ad esempio un ingresso ad impedenza più alta tipo 10K allora Xcout << di 10K = 1K ne consegue che:

Cout = 1 / 2∏ 50 1K = 3,2 micro Farad valore commerciale 3,3 uF

Ma se voglio soddisfare meglio il passaggio delle frequenze basse mi costa poco mettere comunque una Cout maggiore ad esempio 10uF o anche 33 uF come quella d'ingresso Cin.

OSSERVAZIONI RICEVUTE TRAMITE E-MAIL

... io ho sempre saputo che la Vceq è uguale a Vcc/2 proprio per evitare distorsioni sul segnale in uscita. qui sopra invece, scrive che la tensione che deve corrispondere a Vcc/2 è la tensione Vc ossia tra collettore e massa... questo non mi quadra... anche perché Vc può essere uguale a: Vc=Vcc-Vrc = Vcc-(Rc*Ic) oppure a: Vc = Vre+Vce.

C'è scritto inoltre che Vc (tensione tra Collettore e massa) è uguale a Vc=Rc*Ic...come ho scritto sopra dovrebbe essere Vc=Vcc-Vrc (Vrc=Rc*Ic)...

RISPOSTA

Il mio ragionamento di calcolo vale se si verifica quanto ho scritto, cioè:

Se il transistore va dalla perfetta saturazione alla interdizione, l'uscita minima sarebbe 0V quando satura e pari a Vcc quando si interdice (Voutpp=Vcc).

Per avere segnali non distorti le semionde positive e quelle negative devono essere simmetriche, ne consegue che a riposo cioè senza segnale d'ingresso, la Vc (tensione continua tra collettore e massa) dovrà essere ½ Vcc.

In realtà essendoci la Re che fa una caduta Ve, circa 1/10 di Vcc, il transistore quando satura non va a 0V ma va a Ve di conseguenza Vce dovrebbe essere un mezzo di (Vcc-Ve) esempio Vcc=12V Ve= 1V dovrà essere Vce= (12-1)/2=5,5V

pertanto la Vc = Ve+Vce = 6,5V (anziché 6V come sosterrei)

Per una perfetta centratura del punto di funzionamento a riposo di Vc si dovrebbe mettere un trimmer sul partitore di base per poter regolare la Vb e di conseguenza la Vc ed osservare con oscilloscopio l'uscita e regolare il trimmer per avere semionde simmetriche il più ampio possibile e non distorte.

Anche così si avrebbe comunque la semionda positiva sempre un poco più appiattita rispetto a quella negativa (vedi schema riv. EDN indicato qui sotto) dunque se non si vuole distorsione si dovrebbe lavorare con un margine più ristretto dei segnali, pertanto ai fini pratici l'errore introdotto dai miei calcoli sono irrilevanti..

certo per una questione di correttezza rimane una imprecisione.

Per non avere distorsione il miglior circuito resta quello seguente con il diodo sull'emettitore.

Integrazioni su FORUM GRIX

Da EDN settembre 2004 ho trovato un articolo in cui indicava il seguente circuito come stadio amplificatore con diodo per diminuire la distorsione

PREAMPLI PER AMPLI 80

Chiediamoci ora quanta Vin arriverà verso il nostro ingresso da poter utilizzare ?

Basta trovare la caduta di tensione sulla 47K ...ma le cadute di tensione a parità di corrente sono proporzionali alla R... e già intuisco che sulla 47K avrò una V 10 volte più piccola.. se proprio uno vuole fare calcoli

troviamo la I che è mossa dalla Vg in un circuito con due R in serie, la Rg + l a 47K ..Rtot = 470 + 47 = 517 KOhm

I = Vg/Rtot = 1/517K = 1,9342 µA

Vin = 47K x 1,9342µ = 90,9 mV ne consegue che 909,09 mV restano nella Rg del generatore.....

Se un simile generatore lo si accoppia ad uno stadio a transitori normale che ha una impedenza d'ingresso dell'ordine dei KOhm è ovvio che di segnale da amplificare non ne arriva considerato che è già piccolo.

Con il il pick-up della chitarra che immagino magnetico però non dovrebbe avere grandi impedenze anzi magnetico = bassa impedenza....

Conclusione per sfruttare la massima tensione di un generatore, qualunque esso sia, la RC resistenza di carico o dell'utilizzatore deve essere molto più alta di quella Rg resistenza interna al generatore....

Anche solo 10 volte maggiore sfrutterò circa nove parti su dieci del segnale del generatore.

Tutta altra storia se volessi sfruttare la massima potenza, la Rg e quella dell'utilizzatore Rc dovranno essere uguali... per comprendere questo basta

fare tre casi fisso una Vg ad esempio 20V supponendo una Rg = 4 Ohm

ora basta fare i calcoli con tre Rc di carico diverse; un caso 2 Ohm uno 4 e uno 8 e si vedrà che la massima potenza si ha solo quando Rg e Rc sono uguali...

EMITTER FOLLOWER - INSEGUITORE CATODICO - ADATTATORE DI IMPEDENZA

Ci sono dei casi dove la fonte del segnale da utilizzare proviene da generatori con impedenza interna elevata come microfoni o pichup piezoelettrici.

Mandare questo tipo di segnale ad uno stadio come i precedenti descritti vorrebbe dire non riuscire ad utilizzarli perché l'impedenza d'entrata di questi stadi è praticamente molto bassa (massimo qualche decina di K) il che vorrebbe dire quasi dei corto circuiti rispetto al o ai MOhm del piezo.

Il metodo utilizzato per innalzare l'impedenza di entrata dello stadio a BJT e quello di configurare lo stadio come collettore comune (chiamato emitter follower) prelevando il segnale sulla Re.

Rb = Vb / Ib = Vb/[Vb/(Re x β)] cioè Rb circa = Re x β

Ma la vera Rin di ingresso vista dal generatore di segnale deve tenere conto anche di R1 e R2 che vengono a trovarsi in parallelo alla Rb (l'alimentazione va vista come un corto circuiti ai fini dell'alternata)

Rin = 1 / (1/R1+1/R2+1/Rb) l'inverso della somma degli inversi

ne consegue che se R1 e R2 non sono molto alte la Rin non potrà essere eccessivamente alta.

Se si trovasse un metodo che rende la corrente nelle resistenze di polarizzazione R1 e R2 molto bassa in regime di segnale, la Rin potrebbe salire di molto.

Questo metodo si chiama polarizzazione "bootstrap" che consiste nel mettere la R di polarizzazione ai fini del segnale, in corto attraverso una capacità con l'emettitore cioè tra Vin e Vout. Considerato che in uno stadio ad emitter follower Vout è circa uguale a Vin la R di polarizzazione si troverebbe sottoposta da una tensione molto bassa e cioè corrente quasi nulla e pertanto ininfluente sulla Rin di ingresso.

R5 introduce una reazione negativa riportando segnale d'uscita in fase con quello d'ingresso sull'emettitore di Q1 il che equivale a diminuire il segnale Vbe utile all'amplificazione diminuendo pertanto l'amplificazione ma favorendo quel fenomeno che Ve di Q1 tende ad essere circa uguale a Vin e pertanto R1 e R2 ininfluente sulla determinazione della resistenza di entrata Rin.

Se per assurdo Ve = Vin sarebbe In = 0 A e di conseguenza Rin = Vin / In = Vin /0 = ∞ Ohm ma questo non potrà mai essere vero altrimenti la Vbe utile all'amplificazione sarebbe nulla e di conseguenza nulla la tensione d'uscita. E' intuibile comunque che tali accorgimenti fanno si che la Rin ai morsetti d'ingresso sia molto alta

Rin = K · Re · β

dove K vale circa 5 se R3 vale circa 30 R4

L'amplificazione A = Vout / Vin ma se Vin circa = Ve per via della controreazione di R5 collegata all'uscita ne consegue che Ve = Vout x R4/(R4+R5) da cui

A = Vout / [Vout x R4/(R4+R5)] = (R4 + R5)/ R4 = 1 + R5/R4

R1 e R2 non sono eccessivamente critiche influenzano, entro certi limiti, praticamente solo i valori delle tensioni di polarizzazione e poco la Rin.

Vediamo ora quali sono i criteri per il dimensionamento dei componenti.

Partendo da quello che si vuole come Rin e come valore di amplificazione A conoscendo il beta o Hfe dei transistori si fissa

Ve2 = VR7 = un quarto della Vcc

VB2=Ve2+0,6V = VR7+0,6V

R4= Rin/5 Hfe R3 = R4 x 30

Vb1= Rin x Vr7/(R1+R2+Rin)

Ve1=Vb1-0,6V ma siccome è influenzata anche dalla corrente di R5 è bene aumentarla di 1V

pertanto Ve1=VR4= Vb1+0,4V

conoscendo la formula dell'amplificazione A sarà R5 = (A-1) x R4

IR3=(Vcc-Vb2)/R3

la corrente di base di Q2 si sceglie un decimo di IR3 cioè Ib2 = IR3/10

La corrente di collettore di Q2 sarà Ic2 = Hfe x Ib2

considerando che Ie2 circa = Ic2 sarà R7 = VR7/Ic2

la corrente di R5 oltre ad influenzare la VR4 fa calare leggermente anche la VC2 che si ritiene circa 1V pertanto la VC2 teoricamente un mezzo VCC sarà VC2= (Vcc/2)-1V

Nella R6 oltre la Ic2 scorre pure la corrente dovuta a R5 che si calcola facendo

IR5=(VC2-VR4)/R5 pertanto IR6 = IC2 + IR5 ora si può calcolare R6

R6 = (Vcc-VC2)/(Ic2+IR5)

ESEMPIO

Ve2=VR7=30/4= 7,5V

VB2 = VR7 + 0,6 = 8,1V

R4= 2000 K/(5x200)= 2K valore commerciale R4=2,2K

R3=30 x R4 = 30 x 2,2 = 66K valore commerciale R3= 68K

R5=(A-1) x R4 = (4-1) x 2,2 = 6,6K valore commerciale R5= 6,8K

IR3 = (Vcc - VB2)/R3 = 30 - 8,1 = 21,9/68 = 0,322 mA

IB2 = IR3/10 = 0,322/10 = 32,2 uA

IC2 = IB2 x Hfe = 32,2 x 200 = 6,44 mA Ie2 circa = IC2

R7 = VR7/ IC2 = 7,5/6,44 = 1,164 K valore commerciale R7= 1,2K

Vb1 = [VR7/(R1+R2+Rin)] x Rin = (7,5/3,1) x 2 = 4,83V

Ve1=VR4= Vb1+0,4 = 5,23V

Vc2 = Vcc/2 -1 = 15-1 =14V

VR5 = VC2 - VR4 = 14-5,23 = 8,76V

IR5 = VR5/R5 = 8,76/6,8 = 1,28 mA

IR6 = IC2 + IR5 = 6,44 + 1,28 = 7,72 mA

R6 = (30-VC2)/IR6= (30-14)/7,72 = 2,07K valore commerciale R6= 2,2K

L'impedenza effettiva misurata praticamente è risultata di 1,5 MOhm ciò significa che la R1 un poco influenza l'effettiva Rin.

Argomento correlato Preamplificatori RIAA Il transistore doc. PHILIPS 1966