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(ajout le 1/08/2013)
Sommaire
1.4.1 Les diodes rapides classiques
1.4.3 Courant crête et courant moyen
1.4.1 Les diodes rapides classiques
1.4.1 Les diodes rapides classiques
On rencontre, parfois, dans l'alimentation des amplificateurs, des diodes de redressement rapide "spécial audio" comme la BYW98-200 :
www.selectronic.fr/diode-de-redressement-rapide-byw-98-200.html
On peut commencer par se poser la question : Qu'est ce qui différencie cette diode de redressement "rapide" comme la BYW98-200 d'une diode de redressement "classique" comme la BY251 ?
Les principales caractéristiques de la BYW 98-200 sont les suivantes :
http://pdf1.alldatasheet.fr/datasheet-pdf/view/22176/STMICROELECTRONICS/BYW98-200.html
Les principales caractéristiques de la BY251 sont voisines de la précédentes :
- même tension inverse maximale (200V),
- même courant maximal (3A).
http://pdf1.alldatasheet.com/datasheet-pdf/view/329391/CHENG-YI/BY251.html
La chute de tension dans le sens passant (VF = Forward voltage drop) est un peu plus élevé pour la BY251 : <1V@3A@100°C contre <0,85V@3A@100°C pour la BYW98-200.
Reste la principale différence qui est le paramètre TRR (Reverse Recovery Time) qui passe d'une valeur typique de 2,5 µs pour la BY251 à < 35 ns pour la BYW98-200.
Quelques définitions :
http://www.vishay.com/docs/93116/vs-vsud360cw40.pdf
La valeur mesurée du TRR dépend largement de la température et de la pente du courant (dIF/dt) :
Ainsi STMicroelectronics présente ces courbes de TRR pour la BYW98-200 :
Le TRR < 35 ns a été mesuré dans les conditions Tj=25°C et dIF/dt = -50A/µs.
De même, le pic de courant inverse IRM dépend également de dIF/dt :
Si on trace le graphe de IRM(dIF/dt) @25°C avec une échelle linéaire pour les abscisses, il apparait que IRM est proportionnel à dIF/dt :
La charge accumulée dans la diode (QRR = Reverse recovery charge) est approximée par la relation QRR = TRR * IRM / 2 (c'est l'aire du triangle pour IF < 0) .
Cette charge va donc elle aussi augmenter avec dIF/dt.
Dans le même genre que la BYW98-200, on trouve la MURS160 (1A 600V) de ON Semiconductor :
http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/MUR120-D.PDF
La mesure TRR < 35 ns se fait également avec dIF/dt = - 50A/µs.
Le modèle Spice de cette diode est disponible ici :
http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/MURS160T3.REV0.LIB
Comparons maintenant de comparer le comportement d'une diode de redressement "rapide" avec celui d'une diode de redressement "classique" pour le redressement du 50 Hz..
Dans le schéma ci-dessous :
50Hz_1 est un générateur sinus de fréquence F = 50 Hz, de résistance interne RS = 0,1 ohm et de tension maximale A = 15 V.Ceci représente la sortie d'un transformateur.
Le condensateur de filtrage fait 2200 µF.
La résistance de charge (qui simule un préamplificateur consommant environ 100 mA) est égale à 120 ohm.
Les deux diodes comparées sont :
- la "classique" 1N4005 :
http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/1N4001-D.PDF
- la "rapide" MURS160 :
http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/MUR120-D.PDF
Toutes les deux sont des 1 A 600 V.
Voici la simulation du courant fournit par le générateur en fonction du temps (en rouge avec 1N4005, en bleu avec MUR160) :
Certes, il y a une petite différence sur le courant maximal, conséquence de la résistance série des diodes un peu différente pour la 1N4005 (0,12 ohm) et pour la MUR160 (0,1 ohm).
Mais, sinon, le profil du courant est parfaitement superposable pour ces deux diodes.
On peut toujours zoomer, par exemple avec une échelle des ordonnées +/- 100µA, le profil du courant reste identique pour les deux diodes :
En zoomant avec une échelle +/- 1µA, on peut voir que l'évolution du courant est progressive au le passage I=0, même avec le montage avec 1N4005 :
On constate l'absence de "courant inverse très, très pointu"
On constate également que la pente du courant dIF/dt pour I=0 est égale à environ -1,5 mA/s.
-1,5 mA/s, c'est -0,0000000015 A/µs !
On peut donc considérer comme une légende urbaine ce genre discours :
"La phase de recombinaison des porteurs (trr), génère des pics de courants parasites à fort di/dt."
En résumé l’idée d’utiliser des diodes à faible TRR pour le redressement du 50 Hz est "aussi stupide qu’il peut y paraître au premier abord", pour paraphraser une expression lue sur un forum.
Pour commencer à voir une différence de comportement entre la "classique" 1N4005 et la "rapide" MUR160, il faut redresser une tension de fréquence beaucoup plus élevée que le 50 Hz.
Par exemple, en redressant du 20000 Hz, le courant traversant les diodes devient ceci :
Il faut rappeler que la mesure du TRR dans la Data-Sheet de la diodes rapide MUR160 a été effectuée avec une pente dIF/dt de... -50 A/µs.
-0,0000000015 A/µs pour la pente du courant du circuit de redressement du secteur contre -50 A/µs pour le circuit de mesure du TRR !
Ce n'est pas du tout le même ordre de grandeur.
Il apparaît clairement que le domaine d'application privilégié des diodes rapides n'est pas le redressement du secteur en 50 Hz !
A cette fréquence (20 kHz), on voit apparaître un début de courant inverse au moment du blocage de la diode.
Comme attendu, la valeur maximale de ce courant inverse est plus faible pour la MUR160 (-10µA) en comparaison avec la 1N4005 (-23µA).
On notera deux choses :
- ce pic de courant inverse est de faible amplitude par rapport au courant crête dans le sens passant (1 A).
Autrement dit, les harmoniques crées par ce "pic" sont négligeables par rapport à celles générées par le courant crête.
- ce "pic" de courant inverse s'étale sur la même durée pour la MUR160 et la 1N4005 (environ 44% de la période du signal).
On peut donc considérer comme une légende urbaine ce type de discours :
"Le pic de courant inverse est très, très pointu."
.
1.4.2 Les diodes Schottky
1.4.2 Les diodes Schottky
Par rapport à ces diodes "classiques" dont la chute de tension est d'environ 0,8 à 0,9V pour IF = IFmax, il est possible de trouver une autre catégorie de diodes présentant une chute de tension plus faible.
Il s'agit des diodes Schottky
http://fr.wikipedia.org/wiki/Diode_Schottky
Un exemple de diode Schottly, la MBR1100 (1 A 100 V) :
https://www.onsemi.com/pub/Collateral/MBR1100-D.PDF
Une des principales applications est l'alimentation à découpage avec une fréquence de commutation élevée (de 100 à 300 kHz).
Un exemple avec une fréquence de commutation de 200 kHz pour ce schéma en page 4 de la Note d'Application 84 de Linear technology :
http://cds.linear.com/docs/en/application-note/an84f.pdf
Un deuxième exemple en page 66 du même document avec un LT1425 et une fréquence de fonctionnement de 285 kHz :
Le paramètre le plus intéressant de ce type de diode est la variation de VF (Forward Voltage) en fonction de IF (Forward Current).
En comparaison avec la 1N4002, la MBR1100 est clairement avantagée grâce à une tension en mode passant plus faible :
Pourtant, plusieurs auteurs ne sont pas favorables à l'utilisation des diodes Schottly pour les amplificateurs audio de puissance.
Ainsi Dejan Veselinovic écrit :
"Lately, some manufacturers are moving towards using ultra fast Schottky diodes even in heavy duty rectifiers, claiming this improves the sound.
The theory is that since these diodes are so fast, their recovery time is inherently shorter than in case of typical, slower rectifier diodes; also, their noise floor is lower.
Then there is the other group, which says that while speed is no doubt good, Schottky diodes do not offer current capabilities of rectifier diodes, and worse still, their voltage ratings are not anywhere near those of rectifier diodes.
For example, Nelson Pass states very plainly in several of his projects that in his experience, classic heavy duty bridge rectifiers will in fact produce better results than ultra fast Schottky diode rectifiers.Personally, I agree with Mr. Pass.
I would never go for ultra fast diodes in current amplifier rectification stages - fine for preamps, fine for voltage gain stages, but not good for current gain stages."
1.4.3 Courant crête et courant moyen
1.4.3 Courant crête et courant moyen
La simulation ci-dessus avec les diodes 1N4005 et MUR160 montre un courant maximal dans le transformateur (représenté par une source de tension) et dans les diodes d'environ 1A.
Toutefois, le courant moyen qui traverse la charge R = 120 ohm est d'environ 108 mA.
On a donc ici un facteur de crête, rapport entre le courant maximal et le courant moyen, d'environ 10.
Ce schéma, très classique, a plusieurs inconvénients, en particulier il impose un transformateur surdimensionné (afin d'éviter la saturation du noyau) et des condensateurs adaptés.
Un moyen très simple de réduire le rapport courant crête sur courant moyen consiste à rajouter une résistance avec le pont de diodes :
Les deux résistances sont dimensionnées afin de ne perdre qu'un Volt sur la tension de sortie (12,9 -> 11,9 V).
Le rapport courant crête sur courant moyen est ainsi divisé par 2 (10 -> 5) :
Ceci apporte plusieurs bénéfices :
- la durée de vie du condensateur est augmentée,
- si un filtre secteur est ajouté en amont du transformateur, on pourra prendre un modèle avec un Imax plus faible. Il sera donc plus efficace,
- l'ondulation résiduelle est un peu plus faible,
- cette résistance de lissage constitue un filtre passe-bas pour les harmoniques contenus dans le secteur,
- les harmoniques du courant pulsé seront d'un niveau plus faible.
Pour ces mêmes raisons, on évitera les condensateurs de faible résistance série à cet endroit.
Concernant ce dernier point, la simulation donne ce résultat (en rouge : sans résistance, en noir : avec résistances) :
Comme attendu, la présence des deux résistances fait clairement baisser le niveau des harmoniques.
Il faut quand même souligner le niveau élevé de ces harmoniques.
Exprimée par rapport à la fondamentale à 50 Hz, la distorsion harmonique totale du montage sans les résistances additionnelles est de... 130% !
Un autre moyen de diminuer le rapport courant crête sur courant moyen est de mettre une self en série avec le pont de diode.
Si, dans le schéma précédent, on remplace les résistances de 1,2 ohm par des self de 1,8 mH (afin d'avoir également un rapport courant crête / courant moyen divisé par 2, on obtient ceci (en rouge : sans les selfs, en bleu : avec les selfs):
Les harmoniques de ce courant pulsé sont :
Le spectre des harmoniques avec les selfs (en bleu) est peu différent de celui avec les résistances (en noir un peu plus haut).
Ce n'est donc pas sur ce critère qu'une des deux configurations (résistances en série ou selfs en série) peut être choisie.
Le montage avec selfs donne une tension moyenne aux bornes de la charge de 12,4 V.
A comparer aux 11,9 V du montage avec résistances et aux 12,9 V du montage sans self ou résistances.
Le montage avec selfs présente donc un meilleur compromis perte de tension - rapport courant crête sur courant moyen.
(MAJ le 29/06/2014)
Ce thème a fait l'objet d'une vidéo de "jipihorn"
1.4.4 La vidéo de "jipi"
1.4.4 La vidéo de "jipi"
http://jipihorn.wordpress.com/2014/03/02/le-mythe-des-diodes-rapides-en-audio/
La conclusion est claire :
"50 Hz, c'est astronomiquement lent !
J'ai beau prendre n'importe quelle diode, la seule différence est la chute de tension, plus faible pour la diode Schottly.
Dans ce contexte, le temps de recouvrement est un non problème et l'intérêt des diodes rapides est une légende urbaine."
On notera le comportement quasi idéal de la diode signal 1N4148 pour redresser... du 100 kHz !
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