6.1 Cantități magnetice și electromagnetice

6.1.1 Intensitatea câmpului magnetic, inducția magnetică și fluxul

Intensitatea câmpului magnetic H, generat de un flux de particule încărcate, este definită conform cu

unde I este curentul care trece printr-un contur închis C (figura 6.1A). Cantitățile H (A/m) și dl (m) sunt vectori. Pentru fiecare configurație a conductorilor care poartă un curent electric, intensitatea câmpului în orice punct al spațiului înconjurător poate fi calculată prin rezolvarea ecuației integrale (6.1). Un curent I printr-o sârmă lungă și dreaptă produce un câmp magnetic cu intensitatea H = I/2πr la o distanță r de fir. Deci intensitatea câmpului este invers proporțională cu distanța de la fir. Liniile de câmp (linii de intensitate egală a câmpului) formează cercuri concentrice în jurul sârmei, astfel încât direcția vectorului este tangentă la aceste cercuri (figura 6.1B).

Figura 6.1 (A) Câmpul magnetic generat de curentul I,
(B) calculul intensității câmpului datorat unei sârme drepte care poartă un curent I
și (C) calculul fluxului magnetic.

Numai pentru structurile cu o simetrie puternică pot fi obținute soluții analitice simple. Câmpurile magnetice ale dispozitivelor și formelor practice sunt studiate folosind metoda elementelor finite (FEM). Spațiul este împărțit în arii mici (triunghiulare) și pentru fiecare arie ecuațiile sunt rezolvate numeric. Programele FEM calculează intensitatea câmpului și direcția pe întreaga regiune de interes; rezultatele sunt vizualizate în culori sau imagini cu tonuri-gri sau cu "linii de câmp".

Ca o ilustrare, Fig.6.2 prezintă câmpul magnetic al unui magnet permanent și al unei bucle de sârmă cu curent continuu. Programul FEM prezintă, de asemenea, valorile numerice ale cantității de câmp în fiecare punct al spațiului închis de o limită specificată.

Figura 6.2 Exemple de câmpuri magnetice obținute prin analiza FEM:
(A) un magnet permanent și (B) o singură spiră cu curent continuu 1 A.

Evident, o intensitate de câmp mai puternică poate fi obținută prin creșterea curentului. Dar, o metodă mai eficientă este de a face mai multe spire de sârmă. Fiecare spiră poartă curentul I, contribuind astfel la intensitatea câmpului. De exemplu, câmpul în interiorul unei bobine cu n spire este proporțională cu produsul dintre n și I. Produsul nI (exprimat în amperi-spire) este o măsură pentru intensitatea unei astfel de surse magnetice.

Alte cantități care descriu fenomene magnetice și de inducție sunt inducția magnetică B (unitatea Tesla, T, kg/As²) și fluxul magnetic Φ (unitatea Weber, Wb = kg m²/A s² = Tm² ). Prin definiție fluxul este

Cuvântul flux este produsul vectorial interior al vectorului inducție magnetică și unitate de suprafață dA, integrat pe suprafața totală S pentru care se calculează fluxul (figura 6.1C). În particular pentru un câmp omogen care face un unghi α cu normala pe o suprafață plană A, fluxul este

Atunci când suprafața este în paralel cu câmpul (α = π/2), nu există flux prin acea suprafață. Fluxul este maxim printr-o suprafață perpendiculară pe câmp (α = 0).

Intensitatea câmpului magnetic al magneților permanenți (H) este exprimată în termeni de inducție magnetică B (deci în Tesla), mai degrabă decât de H. De exemplu, intensitatea câmpului magnetic al pământului este de aproximativ 60 μT, iar intensitățile magneților permanenți variază de la 0,01 la 1 T.

Sarcinile libere care se deplasează într-un câmp magnetic îndură o forță Lorentz, conducându-le într-o direcție în conformitate cu binecunoscuta regulă a mâinii-drepte:

Acest lucru se întâmplă și cu electronii liberi dintr-un conductor care se mișcă într-un câmp magnetic. Mișcarea are ca rezultat o diferență de potențial, tensiunea de inducție, peste conductor și satisface ecuația

care este legea de inducție a lui Faraday. Într-o buclă deschisă de sârmă, care se deplasează într-un câmp magnetic, tensiunea de inducție apare între cele două capete ale sârmei; curentul prin sârmă este zero. Într-o buclă închisă, tensiunea indusă produce un curent egal cu Vind/R, unde R este rezistența buclei de sârmă. Din Ec. (6.5) rezultă că tensiunea indusă diferă de zero numai când fluxul variază cu timpul. La flux constant, tensiunea indusă este zero. Definiția fluxului din Ec. (6.5) leagă unitățile volt (V) și Weber (Wb).

6.1.2 Permeabilitatea

Cantitățile magnetice H și B sunt legate prin ecuația

Cantitatea μ este permeabilitatea (magnetică); μo, permeabilitatea spațiului liber, este egală cu 4π×10^-7 Vs/Am prin definiție. Permeabilitatea relativă μr este o proprietate de material (compară ε_r pentru un material dielectric). Pentru vid μr = 1, pentru gaze și multe materiale neferoase este foarte aproape de 1. Permeabilitatea materialelor feromagnetice este mult mai mare, dar puternic neliniară; la valori mai mari ale lui H, materialul prezintă saturație și histerezis. Tabelul 6.1 arată valori ale permeabilității statice pentru mai multe materiale, precum și valori pentru inducția de saturație. Mumetal este adesea folosit pentru ecranarea părților de sistem care sunt sensibile la câmpurile magnetice. Neliniaritatea lui μr este angajată în, de exemplu, senzorii fluxgate (secțiunea 6.2.3).

Tabelul 6.1 Permeabilitatea diferitelor materiale de construcție [1, 2]

6.1.3 Curenți turbionari (Eddy)

Orice conductor dintr-un câmp de inducție nestaționar îndură tensiuni de inducție. Acest lucru este valabil nu numai pentru cabluri (unde se utilizează pentru generarea de curenți electrici), ci și pentru material bulk (ca miezuri de fier ale transformatoarelor și mașinilor electrice). Curenții induși prin astfel de material urmează mai mult sau mai puțin căi circulare; de aceea se numesc curenți turbionari. Ei produc căldură nedorită, astfel încât sunt în mod normal diminuați, de exemplu, prin creșterea rezistenței materialului bulk. În construcții cu o mulțime de fier (de exemplu, transformatoare și mașini electrice), acest lucru se realizează prin laminarea materialului: în loc de material masiv, construcția este făcută dintr-o grămadă de plăci subțiri de fier (lamele) ambalate ferm împreună. Curenții turbionari pot curge numai în planul plăcilor, dar nu pot trece peste limita dintre două plăci adiacente. O aplicație utilă a curenților turbionari pentru senzori este descrisă în secțiunea 6.3.3, senzorul de proximitate cu curent turbionar.

6.1.4 Rezistența magnetică (reluctanța) și auto-inducția

Analogia dintre descrierea circuitelor magnetice și a circuitelor electrice este demonstrată prin ecuațiile din tabelul 6.2 .

Tabelul 6.2 Comparație între domeniul electric și cel magnetic

Ec. (6.7) leagă variabilele de câmp intrinseci și extrinseci din domeniul electric și respectiv magnetic (Cap. 2, Fundamente senzori). Conductivitatea electrică σ = 1/ρ se opune permeabilității magnetice μ. Cu Ec. (6.8) cantitățile de câmp E și H sunt convertite în cantități de circuit V și I. Ec. (6.9) definește proprietățile de densitate și Ec. (6.10) definește rezistențele electrică și magnetică, respectiv. Aceasta din urmă este numită și reluctanță. În cele din urmă, Ec. (6.11) exprimă rezistențele electrică și magnetică în termeni de proprietăți de material și parametrii de formă: l este lungimea unui dispozitiv cu secțiune transversală constantă și A aria sa de secțiune transversală.

Într-un circuit electric compus dintr-o serie de elemente, curentul prin fiecare dintre aceste elemente este același. În mod analog fluxul printr-o serie de elemente magnetice este același. Rezistențele (reluctanțele) acestor elemente pot fi însumate simplu pentru a găsi reluctanța totală a circuitului serie.

Auto-inducția unui circuit magnetic cu flux cuplat se găsește după cum urmează. Tensiunea indusă este egală cu Vind=n·(dΦ/dt) (atunci când există n spire). Înlocuirea lui Φ folosind Ec. (6.9) dă Vind= (n²/Rm)·(dI/dt) și deoarece V=L(dI/dt), autoinducția este

Deci, coeficientul autoinducției (unitatea Henry, H = Wb/A) este proporțional cu pătratul numărului de spire și invers proporțional cu reluctanța. Mai mulți senzori, bazați pe o variație în auto-inducție și reluctanță, vor fi discutați în continuare în acest capitol.

6.1.5 Magnetostricțiune

Toate materialele feromagnetice prezintă efectul magnetostrictiv. Practic, acesta constă în schimbarea dimensiunilor exterioare ale materialului când este supus unui câmp magnetic extern. În absența unui câmp extern, domeniile magnetice (dipolii magnetici elementari) sunt orientate aleatoriu. Când se aplică un câmp magnetic, aceste domenii tind să se alinieze cu câmpul, până la punctul de saturație. Efectul nu este puternic: materialele cu o magnetostricțiune mare (de exemplu, Terfenol-D) prezintă o sensibilitate de aproximativ 5 μdeformații pe kA/m, cu o deformație maximă între 1200 și 1600 μdeformații la saturație [3].

Efectul magnetostrictiv invers este numit efectul Villari: o schimbare în magnetizare atunci când materialul este solicitat. Acest efect este folosit în senzorii de forță magnetostrictivi, discutați în secțiunea 6.3.6.

6.2. Senzori de câmp magnetic

Această secțiune prezintă diferiți senzori pentru măsurarea intensității câmpului magnetic sau a inducției magnetice. În majoritatea aplicațiilor mecatronice, câmpul magnetic nu este măsurarea primară: în combinație cu o sursă magnetică (de ex. magnet permanent și bobină) ei sunt utilizați pentru măsurarea cantităților de deplasare și (cu un element elastic) a unor cantități de forță. Astfel de senzori sunt discutați în secțiunea 6.3. Senzorii descriși în această secțiune sunt bobina, senzori Hall, senzori fluxgate și senzori magnetostrictivi. Unul dintre cei mai sensibili senzori de câmp magnetic este Superconducting QUantum Interference Device (SQUID). Acest senzor funcționează la temperatura criogenică (heliu lichid sau azot lichid) și este folosit în principal în aplicații medicale și în cercetarea materialelor. Ei sunt rareori utilizați în mecatronică.

Majoritatea cercetărilor efectuate asupra senzorilor de câmp magnetic se concentrează asupra senzorilor Hall și senzorilor fluxgate, în special pentru a reduce dimensiunile și costurile de fabricare, prin aplicarea tehnologiei MEMS și integrarea cu interfața electronică (a se vedea secțiunea 6.4). Uneori sunt introduse concepte inovatoare, însă aplicarea acestora la sistemele mecatronice necesită o dezvoltare ulterioară. Un exemplu al unui astfel de principiu este dat în Ref. [4]. Senzorul propus aici este alcătuit din două plăci flexibile subțiri (cantilevers-grinzi în consolă); când este magnetizat de un câmp extern, forța repulsivă determină o deplasare a uneia dintre plăci în raport cu cealaltă, similară cu electrometrul clasic cu foițe de aur. La echilibrul forței, deplasarea este o măsură pentru câmpul magnetic extern.

Combinația Ec. (6.3) și (6.6) dă fluxul printr-un circuit magnetic cu n înfășurări și aria A

unde toți parametrii pot varia în funcție de timp datorită unei cantități variabile în timp. Un senzor magnetic sau inductiv poate fi bazat pe o modificare a fiecăruia dintre acești parametri, rezultând o tensiune de inducție egală cu

Restul acestei secțiuni se referă la patru tipuri de senzori de câmp magnetic: bobina, senzori Hall, senzori fluxgate și senzori magnetostrictivi. Principiul lor de funcționare și de performanță se bazează, în esență, pe această ecuație.

6.2.1 Bobina

Metoda cea mai simplă pentru conversia de la câmpul magnetic la o tensiune electrică este o bobină: Ec. (6.5) corelează tensiunea indusă într-o bobină cu fluxul magnetic. La prima vedere, numai câmpurile AC pot fi măsurate în acest fel, deoarece tensiunea indusă este proporțională cu rata de schimbare a fluxului. Câmpurile statice pot fi totuși măsurate doar prin rotirea bobinei. Fie aria suprafeței bobinei A și frecvența de rotație ω, atunci pentru un câmp de inducție omogen B, tensiunea indusă este egală cu:

Cu o bobină rotativă pot fi măsurate câmpuri de inducție foarte mici. Dezavantajele metodei sunt piesele mobile, nevoia de perii pentru conectarea electrică la bobina în rotație și pentru ca un mecanism de acționare să obțină o rotație.

6.2.2 Senzorii cu placă Hall

Placa Hall se bazează pe efectul magnetorezistiv. În 1856, W. Thomson (Lord Kelvin) a descoperit că un câmp magnetic influențează rezistivitatea unui fir conductor de curent (vezi și secțiunea 4.5 privind senzorii magnetorezistivi). Mai târziu, acest efect a fost numit efectul Gauss. Numai după descoperirea efectului Hall în 1879, de către fizicianul american E.F. Hall, a putut fi explicat efectul Gauss. Atât efectul Gauss cât și Hall sunt remarcabil mai puternice în semiconductori, astfel încât au devenit importante pentru știința măsurătorilor numai după dezvoltarea tehnologiei semiconductoare.

Efectul Hall este cauzat de forțele Lorentz asupra purtătorilor de sarcini mobili într-un conductor solid sau semiconductor, când este plasat într-un câmp magnetic (fig. 6.3 ). Forța Fl pe o particulă cu sarcină q și viteza v este egală cu:

Figura 6.3 Principiul senzorului Hall.

Direcția acestei forțe este perpendiculară atât pe B cât și pe v (regula mâinii drepte). Ca urmare, fluxul de sarcini în material este deviat și un câmp electric E este construit, perpendicular pe I și B. Purtătorii de sarcină suportă o forță electrică Fe = qE care, în starea de echilibru, contracarează forța Lorentz: Fe = Fl. De aici:

Presupunând că toți purtătorii de sarcină au aceeași viteză, densitatea de curent J este egală cu nqv cu n densitatea particulelor. Atunci când B este omogen și perpendicular pe v (ca în figura 6.3), câmpul electric este egal cu E = JB/nq. În cele din urmă cu I = bdJ și V = Eb, tensiunea pe senzorul Hall devine:

Factorul 1/nq se numește coeficientul Hall, simbolizat prin RH. În semiconductori tip-p, golurile sunt purtători majoritari, deci q este pozitiv. Evident, tensiunea Hall este invers proporțională cu grosimea d. Prin urmare, un senzor Hall are adesea forma unei plăci (ca în figura 6.3), explicând numele "placă Hall" pentru acest tip de senzor. Tensiunea Hall are o polaritate așa cum este indicată în figura 6.3. Pentru tipul n de semiconductori, purtătorii de sarcină (electroni) sunt negativi, astfel încât polaritatea este inversă. Coeficientul Hall este mare în semiconductori, deoarece densitatea sarcinii este mult mai mică comparativ cu cea a conductorilor.

Presupunerea vitezei egale pentru purtătorii de sarcină este doar o aproximare: distribuția vitezei în material nu este complet uniformă. Aceasta are ca rezultat o abatere a coeficientului Hall de cea dată în Ec. (6.18). Valorile practice variază între 0,8 și 1,2 din valorile teoretice. Tabelul 6.3 prezintă valori tipice ale coeficientului Hall pentru diferiți compuși semiconductori utilizați în plăcile Hall.

Tabelul 6.3 Coeficientul Hall și rezistivitatea diferiților semiconductori folosiți pentru plăcile Hall și senzorii Hall cu siliciu integrați [5,6]

Plăcile Hall pot fi implementate și în siliciu. Placa subțire constă din stratul epitaxial al unui cip de siliciu (vezi și Cap. 4, Senzori rezistivi). Curenții care sunt generați în acest strat (prin surse de curent pe cip) deviază într-un câmp magnetic, rezultând o diferență de tensiune între două puncte laterale ale cipului. Această diferență de tensiune este măsurată prin interfața electronică integrată. Coeficientul Hall poate fi reglat la o valoare dorită prin concentrația de dopaj (vezi câteva exemple în Tabelul 6.3). Aici, valoarea măsurată a lui RH deviază puternic de la valoarea conform Ec. (6.18) din cauza distribuției neomogene a vitezei purtătorilor de sarcină. Tehnologia cu siliciu oferă posibilitatea direcționării 2D și chiar 3D. Astfel de dispozitive Hall din siliciu pot fi realizate și în tranzistoare bipolare, cu efect de câmp în joncțiune (JFET), precum și în procese cu tranzistori metal-oxid complementari (CMOS) [6-9]. Evident, aceste tehnologii permit integrarea tuturor circuitelor necesare, rezultând un dispozitiv foarte compact.

Atunci când se aplică plăci Hall pentru măsurarea câmpurilor magnetice, ar trebui luate în considerare unele deficiențe. Mai întâi, construcția nu este niciodată complet simetrică: contactele de tensiune nu sunt poziționate, cu precizie, perpendicular pe axa principală a plăcii. Aceasta are ca rezultat o tensiune de offset: tensiunea Hall nu este zero la câmpul zero. Această eroare este denumită eroare de zero rezistivă și este proporțională cu curentul prin placă. Poate fi compensată prin folosirea unei tensiuni de compensare derivate din curent. Senzorii Hall InSb și InGaAs fără compensare au offset de ordinul a 0,1 și respectiv 1 mT. Dispozitivele Hall cu siliciu suferă de un offset chiar mai mare, care rezultă din toleranțele de aspect și neomogenitatea materialului. Au fost propuse diferite metode de eliminare a acestui offset (vezi Secțiunea 3.3), din care metoda de centrifugare este destul de populară [10]. Valorile tipice ale offset-urilor variază de la 10 la 50 mT pentru dispozitive standard din siliciu cu efect-Hall, până la 10 μT pentru scheme compensate-offset.

Într-un câmp magnetic AC, tensiunea de ieșire a unei plăci Hall nu este zero, chiar la zero curent. Fluxul variabil induce o tensiune în bucla constând din cablurile de conectare și contactele de tensiune. Aceasta se numește eroarea zero inductivă. Astfel de erori sunt mici în senzorii integrați cu efect-Hall din cauza dimensiunilor mici ale acestor dispozitive.

După cum se arată în secțiunea 3.3, modularea (și în special chopp-area = tocarea) este o metodă eficientă de a evita offsetul. Tocarea se dovedește a fi fezabilă și pentru câmpurile magnetice [11]. Tocarea este realizată prin înconjurarea senzorului Hall cu o bobină torodală cu un miez feromagnetic de înaltă permeabilitate, ca un scut magnetic. Când bobina nu este activată, miezul acționează ca un scut magnetic iar câmpul magnetic extern nu poate ajunge la senzor. Când bobina este activată astfel încât miezul este saturat, permeabilitatea este scăzută și, prin urmare, efectul de ecranare este de asemenea scăzut; senzorul primește aproape total câmpul extern de măsurat.

O altă modalitate de îmbunătățire a performanței unei măsurări a câmpului magnetic (și în special pentru senzorii Hall) este aplicarea așa-numitelor concentratori de flux. Senzorul este prevăzut cu o bucată de material cu permeabilitate ridicată; câmpul magnetic care trebuie măsurat este concentrat local în acest material, iar senzorul Hall este poziționat în acea regiune de linii de câmp concentrat. Materialul feromagnetic acționează ca un amplificator de câmp, astfel încât câmpurile foarte slabe pot fi măsurate în acest fel. În funcție de material și de forma concentratorilor, poate fi obținut un câștig mai mare de 6000 [12]. Fig. 6.4 ilustrează efectul concentrației de flux. Bucata de fier situată la partea dreaptă a magnetului permanent constrânge liniile de câmp ale modelului de câmp altminteri simetric, datorită reluctanței sale mai scăzute față de aer (ca în partea stângă). Metoda este de asemenea aplicabilă în senzorii Hall de tip CMOS, prin depunerea straturilor subțiri de material cu permeabilitate ridicată în apropiere și chiar pe vârful cipului [13]. Condiția pentru o măsurare exactă este ca câștigul câmpului să aibă o valoare cunoscută.

Figura 6.4 Efectul concentratorului de flux; piesa dreptunghiulară de fier din
dreapta magnetului permanent deformează modelul de câmp original.

Senzorii Hall tradiționali sunt sensibili într-o singură direcție, perpendicular pe placă sau pe cip. Un senzor triaxial poate fi creat pur și simplu prin montarea a trei dintre acești senzori ortogonal pe o bază comună. Această soluție este aleasă în Ref. [14] pentru realizarea unui magnetodozimetru pentru monitorizarea expunerii la câmpuri magnetice puternice. Pentru a realiza un offset redus, sunt utilizate dispozitive Hall cu curent centrifugat (spinning current) (fabricate în tehnologia CMOS).

Senzorii Hall sunt încă un subiect de cercetare, având drept scop sensibilitate mai ridicată, offset mai scăzut și costuri de fabricație reduse. Abilitățile tehnologice speciale permit crearea senzorilor 2D și 3D în siliciu (vezi, de exemplu, Ref. [15,16] ).

Efectul-Hall în senzorii Hall standard din siliciu este situat într-un strat subțire de placă aproape de suprafața chipului. Pentru a obține sensibilitatea în a treia direcție, perpendicular pe placă, senzorii sunt construiți cu o sensibilitate verticală [17].

Nu numai siliciul cristalin, ci și alte materiale sunt investigate pentru aplicabilitatea lor la senzorii Hall. Senzorii Hall policristalini au fost raportați cu o sensibilitate de 19 mV/T [18], sau o plasmă ca material sensibil, rezultând o sensibilitate de 10 mV/Gauss [19]. S-au raportat și senzori Hall cu funcție de auto-calibrare. Senzorul din Ref. [20] are o referință încorporată (o bobină) pentru efectuarea autocalibrării; toate părțile de circuit sunt implementate în tehnologia CMOS.

6.2.3 Senzori Fluxgate

La fel ca placa Hall, senzorul fluxgate măsoară intensitatea câmpului magnetic și, prin urmare, este un dispozitiv adecvat în sistemele mecatronice, de exemplu ca parte a unui senzor de deplasare (combinat cu un magnet permanent sau o bobină activată). În principiu, senzorul fluxgate (sau magnetometrul cu miez saturabil) constă din miez dintr-un material magnetic moale și două bobine: o bobină de excitație și o bobină de detectare (fig. 6.5A).

Figura 6.5 Structura unui senzor fluxgate: (A) structura de bază și (B) în formă de inel.

Bobina de excitație furnizează un curent AC care aduce periodic nucleul în saturație. Prin urmare, permeabilitatea materialului din miez variază cu dublul frecvenței de excitație, între valorile care corespund stărilor nesaturate și saturate (pozitive și negative). Un câmp magnetic extern H produce câmp suplimentar de inducție B în miezul senzorului, conform Ec. (6.6). Deoarece permeabilitatea variază periodic, acest câmp adăugat este modulat de permeabilitatea variabilă. În bobina de detecție, o tensiune este indusă conform Ec. (6.5). Presupunând câmpuri omogene și uniforme, Φ = nμHA, cu A fiind secțiunea transversală a miezului și n este numărul de spire. Tensiunea bobinei de detecție datorată câmpului exterior devine numai:

unde H este presupus a fi un câmp extern static. Prin urmare, tensiunea de ieșire a senzorului este periodică, cu o amplitudine proporțională cu intensitatea câmpului magnetic care trebuie măsurat. Deoarece relația dintre B și H este puternic neliniară, forma tensiunii de ieșire este o undă sinusoidală distorsionată, aproape ca impuls. Detectarea selectivă în frecvență a ieșirii (demodulare sincronă pe a doua armonică a frecvenței de excitație, vezi capitolul 3, Aspecte de incertitudine) face măsurarea extrem de insensibilă la interferențe. O descriere mai detaliată a principiului de funcționare este dată în (de exemplu) Ref. [21].

Deoarece curentul de acționare produce un câmp AC de inducție B(t) și, prin urmare, o tensiune de ieșire în bobina de detecție, ieșirea nu este zero la câmp exterior zero. Pentru a contrabalansa această tensiune, s-ar putea adăuga o a doua bobină de excitație. O modalitate mai elegantă este utilizarea unui miez în formă de inel (fig. 6.5B). Bobina de excitație este înfășurată toroidal în jurul inelului, în timp ce bobina de detecție acoperă complet inelul, cu axa sa radială în planul inelului. La H= 0 tensiunea indusă este zero din cauza simetriei inelului: senzorul este în echilibru. Un câmp de-a lungul axei bobinei de detecție distruge această simetrie, rezultând o tensiune de ieșire proporțională cu intensitatea câmpului. Sensibilitatea depinde foarte mult de materialul miezului, de configurațiile bobinelor și de interfațare (de ex. excitație și detecție).

O îmbunătățire suplimentară a performanței senzorului este obținută prin principiul feedback-ului (vezi Capitolul 3, Aspecte de incertitudine). Ieșirea detectorului sensibil la fază este amplificată și activează o bobină de feedback în jurul bobinei de detecție. Când câștigul buclei este suficient de mare, câmpul indus rezultat este zero, în timp ce tensiunea de detecție amplificată servește ca ieșire a senzorului (analogă cu accelerometrul cu reacție din fig. 3.9).

Bobinele sunt componente relativ voluminoase și nu sunt ușor de miniaturizat. S-au făcut numeroase încercări de reducere a dimensiunilor senzorilor fluxgate fără deteriorarea performanței. Un prim pas este de a crea bobine pe un PCB. Exemple de modele de miez plat pentru senzori fluxgate se găsesc în Ref. [22-25]. Următorul pas către miniaturizarea ulterioară este implementarea bobinelor în tehnologii compatibile cu tehnologia IC sau microfabricate, combinate cu material cu miez magnetic microstructurat. Diferite configurații și soluții tehnologice au fost propuse și testate pentru a reduce în continuare mărimea, a spori sensibilitatea, a îmbunătăți directivitatea, a extinde domeniul de frecvență și a crea senzori cu mai multe axe, vezi de exemplu Ref. [26-32]. Interfața senzorilor fluxgate (de exemplu, semnalul de acționare și metoda de demodulare) reprezintă o problemă importantă pentru obținerea rezultatelor maxime [33, 34] .

Tabelul 6.4 prezintă câteva specificații maxime ale senzorilor fluxgate comerciali. Tabelul 6.5 compară proprietățile majore ale diferiților senzori de câmp magnetic discutate până acum.

Tabelul 6.4 Specificațiile senzorilor fluxgate

Tabelul 6.5 Compararea diferiților senzori de câmp magnetic

6.3 Senzori de deplasare și forță pe bază-magnetică și -inducție

În această secțiune discutăm diferite tipuri de senzori bazați pe inducție sau o variație a intensității câmpului magnetic. Majoritatea acestor senzori sunt construiți pentru a determina poziția liniară sau unghiulară sau derivatele lor de timp (de exemplu, viteza și accelerația).

6.3.1 Întrerupătoare magnetice de proximitate

Un senzor de proximitate simplu, versatil, este comutatorul reed: un comutator controlat magnetic, format din două fire magnetizabile sau "trestii", într-o carcasă închisă ermetic, umplută cu un gaz inert (fig. 6.6A ).

Figura 6.6 Structura comutatorului reed (A),
activat de către (B) un magnet permanent (senzor de proximitate)
și (C) o bobină (comutator).

Când este expus la un câmp magnetic, firele devin magnetizate și se atrag unul pe altul, făcând contact electric. Când câmpul dispare, firele se deschid prin propria elasticitate. Un senzor de proximitate este construit prin combinarea comutatorului reed cu un magnet permanent sau bobină mobilă (Fig. 6.6B și C).

Comutatoarele reed sunt disponibile în tipul normal-on și normal-off și cu bobine de comutare încorporate. Când comutatorul este închis, rezistența lui (rezistența-on) trebuie să fie cât mai scăzută. În acest scop, firele sunt acoperite cu un strat subțire de ruthenium sau un aliaj de aur și ruthenium: materiale cu o rezistență foarte scăzută la contact. Rezistența este de ordinul a 0,1 Ω. În schimb, rezistența de izolare sau rezistența-off ar trebui să fie cât mai ridicată; valorile practice sunt de ordinul 10¹² Ω.

Un comutator reed este un dispozitiv mecanic și, prin urmare, viteza de comutare este mică în comparație cu comutatoarele electronice (de obicei 0,2 ms timp de comutare-on, timp de comutare-off de 0,02 ms). În plus, comutatorul este susceptibil la uzură (durata de viață de ordinul a 10⁷ comutări). Alt dezavantaj al comutatorului reed este oscilația firelor în timpul comutării, cauzată de comportamentul masă-arc al firelor. În cele din urmă, comutatorul prezintă histerezis: valoarea de comutare-on depășește valoarea de comutare-off. Unele caracteristici suplimentare sunt prezentate în tabelul 6.6.

Tabelul 6.6 Caracteristicile comutatoarelor reed cu bobină de comutare încorporată (tipuri mici până la mari)

Comutatoarele reed sunt aplicate în numeroase sisteme comerciale: de la auto (de ex., monitorizarea luminilor rupte și a indicatorilor de nivel), până la orgi electronice (contacte de joc), în dispozitivele de telecomunicații și în echipamentele de testare și măsurare.

6.3.2. Senzori inductivi de proximitate și de deplasare

Principiul general al unui senzor de deplasare bazat pe auto-inducție variabilă este prezentat în fig. 6.7A. Autoinducția configurației este aproximativ egală cu L = n²/Rm, conform Ec. (6.12). O deplasare Δx a părții mobile determină reluctanța Rm să se schimbe, deoarece lățimea stratului de aer se modifică cu o cantitate de 2Δx. Cu Ec. (6.12) și observând că straturile de fier și de aer sunt în serie și deci reluctanțele lor se adună, autoinducția se modifică în conformitate cu

unde μr este permeabilitatea miezului de fier, lr lungimea căii de flux prin partea de fier, xo întrefierul inițial, Lo auto-inducția la poziția de referință x0 și lo = lr/μr + 2xo calea de flux total efectiv în poziția inițială. Atunci, la o deplasare Δx, auto-inducția se modifică prin

Figura 6.7 Senzori de deplasare bazați pe auto-inducție variabilă: (A) singur și (B) diferențial.

Acest rezultat exprimă o sensibilitate puternic neliniară. O configurație diferențială oferă îmbunătățiri (fig. 6.7B). Sensibilitatea este dublată, în timp ce nelinearitatea este redusă la un efect de ordin secund, așa cum se arată în Ec. (6.22):

Gama acestui senzor este limitată la 2xo. O altă configurație a inductanței variabile cu o gamă mult mai largă este prezentată în figura 6.8A: o bobină cu miez mobil. Deoarece auto-inducția variază neliniar cu deplasarea, configurația diferențială din Fig. 6.8B este mai bună deoarece termenii cuadratici se anulează, așa cum a fost demonstrat în ecuațiile anterioare.

Figura 6.8 Senzori de deplasare cu miez mobil: (A) singur și (B) echilibrat.

Un dezavantaj obișnuit al tuturor tipurilor de auto-inducție este bobina în sine. Dispozitivul nu este o auto-inducție ideală: rezistența firelor și capacitatea dintre spire nu pot fi neglijate. În plus, senzorii suferă de pierderea în fier (prin curenți turbionari) și histerezis. Datorită acestor factori, impedanța senzorului se abate remarcabil de la o auto-inductanță pură. În secțiunea 6.3.4 se va introduce un tip de senzor de deplasare inductivă în care majoritatea acestor dezavantaje nu se aplică.

6.3.3. Senzori de deplasare cu curenți turbionari

Curenții turbionari provin din inducție: purtătorii de sarcini-libere (electroni într-un metal) suportă forțele Lorentz într-un câmp magnetic variabil și determină curgerea curenților în acel material (Secțiunea 6.1.3). Într-un senzor de curent turbionar, acest efect este utilizat pentru măsurarea deplasării.

Auto-inducția unei bobine izolate (care nu este înconjurată de nici un material) poate fi aproximată de Ec. (6.12). Când un obiect conductiv sau feromagnetic se apropie de bobină, auto-inducția se va schimba. Distingem două posibilități: un obiect conductiv și un obiect feromagnetic.

Un obiect conductiv, aflat în câmpul magnetic al unei bobine activat cu un curent AC, suportă o tensiune de inducție conform Ec. (6.5) și din moment ce materialul este conductiv, curenții vor curge prin obiect (fig. 6.9 ). Aceștia se numesc curenți turbionari sau curenți Foucault, deoarece urmează căi circulare în interiorul obiectului. Acești curenți produc un câmp magnetic care contracarează câmpul original din bobină (legea lui Lenz). Prin urmare fluxul produs de bobină se va reduce, deoarece L= Φ/I, auto-inducția scade datorită prezenței obiectului conductiv. Când obiectul se apropie de bobină (unde câmpul magnetic este mai puternic), curenții turbionari devin mai mari, astfel încât auto-inducția scade și mai mult. Acest efect este mai puternic în materiale cu o rezistivitate scăzută, datorită curenților turbionari mai înalți. În concluzie, impedanța senzorului scade la apropierea unui material conductor, neferomagnetic.

Figura 6.9 Principiul unui senzor de proximitate cu curent turbionar.

Situația este diferită atunci când obiectul este feromagnetic. Reluctanța unui material feromagnetic este Rm = l/μoμrA, unde l este lungimea liniei (închise) de flux în structura magnetică (compusă din senzor, țintă și aerul înconjurător) și A secțiunea transversală. În plus, autoinducția este egală cu L= n²/Rm. Prin urmare, atunci când un material feromagnetic se apropie de o bobină, impedanța bobinei senzorului crește; efectul este mai puternic pentru materialele cu permeabilitate μr ridicată. Deci, sensibilitatea unui senzor cu curent turbionar depinde foarte mult de materialul în care este fabricat obiectul mobil. Figura 6.10 prezintă caracteristici tipice de transfer (variația impedanței față de distanța țintă) pentru diferite materiale.

Figura 6.10 Sensibilitatea relativă ΔL/L (%) a unui senzor de proximitate cu curent turbionar,
pentru diferite materiale (după sistemele de măsurare Kaman).

Impedanța senzorului este o funcție destul de complicată a distanței: frecvența, natura materialului și orientarea obiectului au o influență substanțială asupra sensibilității senzorului. Alte obiecte metalice sau feromagnetice în vecinătatea senzorului pot reduce acuratețea măsurătorilor.

Figura 6.11 prezintă un model electric al senzorului. Elementele rețelei din acest model au următoarele semnificații:

• R1: pierderile în cupru ale bobinei (cresc cu frecvența datorată efectului skin = pelicular)

• R2: rezistența obiectului (depinde de conductivitate și frecvență, aceasta din urmă datorită efectului skin și permeabilității)

• L1: auto-inducția bobinei

• L2: măsură pentru contra-câmpul produs de curenții turbionari în obiect (depinde puternic de proprietățile magnetice ale materialului)

• M: măsură pentru cuplarea între senzor și obiect (depinde de distanța); o altă măsură pentru cuplaj este factorul de cuplare definit prin k² = M²/L1L2.

Figura 6.11 Model simplificat al unui senzor cu curent turbionar (partea stângă)
cu obiectul țintă (partea dreaptă).

În Ref. [35], este dată o analiză mai detaliată a unui senzor de deplasare cu curent turbionar. În această abordare ținta este împărțită în cercuri concentrice care transportă curenții turbionari. În Ref. [36] densitatea de curent și contururile curenților turbionari sunt studiate cu ecuațiile Maxwell ca punct de plecare.

Frecvența de măsurare a unui senzor cu curent turbionar este de ordinul a 1MHz. Unele tipuri conțin o a doua bobină de compensare, aranjate într-o configurație de jumătate de punte sau într-o configurație transformator. Mai multe specificații sunt enumerate în Tabelul 6.8 la sfârșitul acestei secțiuni. Obiectele neferoase și izolate nu dau în mod normal niciun răspuns; totuși, prin aplicarea unui strat subțire de conducție, de exemplu a unei folii de aluminiu, acestea pot fi detectate, de asemenea, deoarece curenții turbionari curg chiar lângă suprafața conductorului (efectul skin).

Se disting două tipuri de senzori cu curent turbionar: bobină simplă (ca în fig. 6.10) și bobină diferențială. Ultima este alcătuită din două bobine adiacente sau concentrice, dintre care una este activată, cealaltă acționează ca un senzor. Cuplajul dintre cele două bobine este determinat nu numai de structura senzorului, ci și de curenții turbionari induși în obiectul din apropierea bobinelor.

Bobinele din sârmă sunt voluminoase. Au fost dezvoltate modele speciale pentru a reduce dimensiunile. Un prim pas către o bobină mai mică, și mai eficientă din punct de vedere al costurilor, este dezvoltarea bobinelor plane pe un PCB (vezi senzorii fluxgate). Bobinele sunt fie pe o singură față, având conductori în spirală doar pe o parte a PCB [37-39], pe două fețe (jumătate din fiecare spiră este depusă pe partea de sus, cealaltă jumătate pe partea din spate, și conectate prin material conductor în găurile mici din PCB) [40] sau multistrat [41]. Un alt pas constă în aplicarea tehnologiei microfabricației, de exemplu, metoda Lithographie, Galvanoformung, Abformung - Eng.: procese de litografie, galvanizare și turnare (LIGA) [42], și integrarea bobinelor cu electronica de citire [43 , 44].

6.3.4 Transformatoare diferențiale liniar variabile

O bobină cu un miez mobil ca senzor de deplasare (fig. 6.9) prezintă o neliniaritate puternică chiar și atunci când este configurată în echilibru. O liniaritate mult mai bună se obține cu un transformator cu un miez mobil, transformatorul diferențial linear variabil (LVDT). Figura 6.12A prezintă un LVDT cu o bobină primar și o bobină secundar. Bobinele au înfășurări conice în direcții opuse. Fără un miez feromagnetic, bobinele sunt cuplate foarte puțin: o tensiune pe bobina primară dă doar o tensiune mică de ieșire la bobina secundară.

Figura 6.12 Conceptele unui LVDT:
(A) cu primar și secundar conic,
(B) cu o bobină primar și două bobine secundare și
(C) cu înfășurări conice complementare.

Dar, atunci când un miez feromagnetic (cu permeabilitate ridicată) este introdus în cilindrul gol, cuplarea dintre bobine este mult mai puternică la poziția miezului. Raportul de transformare variază de la înalt la scăzut atunci când miezul se mișcă de la stânga la dreapta, în funcție de raportul variabil de înfășurare la poziția miezului. Deci, tensiunea de ieșire variază în funcție de deplasarea miezului. Deși neregularitățile în înfășurări sunt netezite de miez, liniaritatea nu este foarte mare.

O construcție mai bună este cea prezentată în fig. 6.12B. Acest dispozitiv constă dintr-o bobină primar și două bobine secundar, poziționate simetric în raport cu primarul și înfășurată într-o direcție opusă. Când miezul se află în poziția sa centrală, tensiunile pe bobine secundare sunt egale, dar cu polaritate opusă (datorită direcțiilor de înfășurare). Tensiunea de ieșire totală a celor două bobine în serie este zero. Când miezul se deplasează din poziția sa centrală, tensiunile de ieșire nu sunt egale, mai mult: una devine mai mare în timp ce cealaltă este mai mică. Diferența este o măsură pentru distanța de la poziția centrală (fig. 6.13).

Figura 6.13 Transfer tipic caracteristic unui LVDT.

Rețineți că amplitudinea de ieșire este egală pentru deplasările pozitivă și negativă. Informația despre direcția de deplasare este dată de faza semnalului de ieșire: faza față de tensiunea primară este fie 0, fie π, în funcție de direcția deplasării.

Cursa construcției din figura 6.12B este limitată la aproximativ 1/3 din lungimea totală. Un miez mai scurt ar avea ca rezultat o gamă mult mai mare, dar în detrimentul liniarității. Soluția este obținută prin distribuirea înfășurărilor primar și secundar peste corpul senzorului așa cum este reprezentat în figura 6.12C. Distribuția este astfel (înclinată) încât amplitudinea de ieșire variază liniar cu deplasarea miezului, într-un interval de aproximativ 80% din lungime [45]. Neliniaritate la sfârșitul cursei este compensată ulterior prin spire suplimentare la extremități.

LVDT este operat cu o tensiune AC; amplitudinea și frecvența acestuia pot fi alese de utilizator într-un domeniu larg (de obicei 1-10 V, 50 Hz până la 10 kHz). Sensibilitatea lui este exprimată în mV (ieșire) per volt (intrare) pe m (deplasare), deci în mV V^-1m^-1. Utilizatorii care doresc să evite manevrarea semnalelor AC (de exemplu, măsurarea amplitudinii și a fazelor) pot alege (mai scump) LVDT DC-DC, cu oscilator încorporat și detector sensibil la fază (vezi capitolul 3, Aspecte de incertitudine, pentru detalii pe modulație și detecție sincronă): atât tensiunea de alimentare cât și ieșirea (semnalul de deplasare) sunt tensiuni DC.

Carcasa din oțel inoxidabil garantează o protecție adecvată împotriva influențelor mecanice și chimice, precum și împotriva interferențelor electrice și magnetice. Tipurile speciale rezistă presiunilor mari (până la 200 bari) sau sunt rezistente la radiații. Pentru a îmbunătăți în continuare performanța, s-au dezvoltat construcții speciale și tehnici de compensare. Un aranjament cu auto-compensare cu două seturi de bobine secundare este prezentat în Ref. [46]. Cele două seturi sunt expuse acelorași influențe de mediu și tensiuni de excitație, dar ele generează două ieșiri: o sumă și o diferență de tensiune. Raportul celor două este independent de interferențele comune (mai mult sau mai puțin similare cu metoda de postprocesare pentru o diodă sensibilă la poziție (PSD) din Capitolul 7, Senzori optici). O versiune 2D a LVDT este prezentată în Ref. [47], cu un interval de 30 cm în două direcții. Un design special pentru temperaturi foarte scăzute (70 K) este dat în Ref. [48].

Pentru a ilustra calitatea senzorilor LVDT standard, Tabelul 6.7 prezintă specificațiile selectate ale unui tip de LVDT comercial tipic. Tabelul general 6.8 de la sfârșitul acestei secțiuni conține câteva caracteristici generale ale LVDT.

Tabelul 6.7 Informații de produs ale unui LVDT (Novotechnik, Germania)

Tabelul 6.8 Prezentare generală a caracteristicilor diferiților senzori inductivi

-a: Intervalul în FS, deci de la 0 până la valoarea indicată, pentru diferite tipuri.

Versiunea de rotație a LVDT este transformatorul diferențial rotativ variabil (RVDT). Principiul de funcționare este același ca și pentru LVDT. Datorită configurației particulare a bobinelor, gama este limitată la o rotație mai mică de 180 de grade.

6.3.5 Resolver-e și synchrone (selsine)

Senzorii inductivi pentru întreaga gamă de 2π sunt resolver-ul și selsinul. Aceste tipuri se bazează, la fel, pe un transformator variabil, cu bobine fixe și rotative. Cuplajul dintre bobine primar și secundar depinde de unghiul dintre bobine. Resolver-ul (figura 6.14A) constă, în esență, din două bobine fixe (stator) care fac unghiuri π/2 și o bobină rotativă, rotorul.

Figura 6.14 Resolver: (A) principiul de funcționare și (B) tensiunile de intrare și ieșire.

Tensiunile pe bobinele primare au o diferență de fază π/2 rad: V1 = V cos ωt și V2 = V sin ωt, respectiv. Ambele bobine de stator induc tensiuni în bobina rotorului; cele două tensiuni induse se adună în rotor. Presupunând amplitudini egale ale tensiunilor statorului, tensiunea rotorului este

Prin urmare, faza relativă la V1 este egală cu unghiul geometric al rotorului (figura 6.14B). Coeficientul a în Ec. (6.23) ține cont de transferul între stator și rotor.

În locul furnizării tensiunii de intrare la bobinele stator (așa-numitul mod de alimentare stator), tensiunea de intrare poate fi furnizată și bobinei rotor (modul de alimentare rotor): în acest caz, bobinele stator furnizează două semnale de ieșire din care unghiul mecanic poate fi derivat. Resolverele multipol au două bobine de stator și un rotor înfășurat cu 2p. Faza de ieșire la bobinele stator variază pe o perioadă completă atunci când rotorul se rotește la un unghi de 2π/p, deci rezoluția este mărită cu un factor p.

Configurațiile cu trei bobine stator se numesc selsine. Cele trei bobine fac unghiuri geometrice de 120 grade și sunt alimentate cu trei tensiuni sinusoidale care au și ele diferențe de fază de 120 grade. Principiul este același ca și pentru rezolver.

Rezolver-ele și selsinele au un domeniu de măsurare de 2π rad. Frecvențele de măsurare sunt în jur de 10 kHz. Performanța este limitată în principal de electronica de citire, în special de circuitele de măsurare a fazelor. Acuratețea poate fi mai bună de 0,001 rad (3 min de arc sau minarc), în timp ce poate fi atinsă o rezoluție de până la 40 s de arc (1 grad = 60 min arc = 3600 s de arc). O analiză a diferitelor tipuri de erori poate fi găsită în Ref. [49], împreună cu o metodă de compensare pentru reducerea erorilor. Alte încercări de reducere a erorilor se regăsesc, de exemplu, în [50], folosind o tabelă de căutare (astfel încât este necesară calibrarea) și [51], în care electronica specială efectuează o conversie precisă de la ieșirea unui resolver la un semnal DC cu o eroare la fel de scăzută de 0,01 grade.

O variație a resolverului este Inductosyn-ul. Discutăm aici doar Inductosyn-ul liniar: versiunea de rotație operează în același mod. Inductosinul liniar (figura 6.15) constă dintr-o parte fixă, riglă sau scală și o parte mobilă, cursorul.

Figura 6.15 Amenajarea unui Inductosyn.

Atât rigla, cât și cursorul au benzi conductoare în formă de meandre pe un suport izolator (ca o placă de circuite imprimate) și izolate una de alta printr-un strat izolator subțire. Rigla acționează ca o bobină alungită; lungimea sa determină domeniul de măsurare. Cursorul este alcătuit din două bobine scurte cu aceeași periodicitate ca cea a riglei. Dar, distanța geometrică dintre cele două părți ale cursorului este (n + ¼) dintr-o perioadă geometrică p. Inductosinul este activat într-un mod similar ca resolverul: cursoarele sunt alimentate cu curenți AC Ip1 și Ip2 cu diferență de fază π/2. Rigla primește suma a două tensiuni induse, conform Ec. (6.23). Din nou, amplitudinea semnalului de ieșire este aproape independentă de poziția cursorului; faza este o măsură pentru deplasare. Spre deosebire de rezolver, Inductosyn-ul nu are fier, astfel încât frecvența de operare poate fi mai mare: până la aproximativ 150 kHz.

Pentru a măsura deplasarea absolută pe dimensiunea totală a riglei, sistemul trebuie să țină evidența numărului de perioade electrice care au trecut. În acest fel se poate obține o gamă aproape infinită. Inductosyn-ul este foarte potrivit pentru poziționarea exactă în, de exemplu, un strung.

Tabelul 6.8 compară specificațiile majore ale diferiților senzori inductivi discutați în acest capitol.

6.3.6 Senzori magnetostrictivi sau elastomagnetici

Un senzor magnetostrictiv (sau magnetoelastic sau elastomagnetic) se bazează pe schimbarea fluxului magnetic într-un material magnetic datorită deformării. Prin urmare, efectul este utilizat în principal pentru detectarea forței. În principiu, două sisteme de senzor magnetoelastic diferite pot fi recunoscute: uni- și multidirecționale. Senzorii de primul tip constau dintr-o bobină cu miez (cilindric) dintr-un material magnetostrictiv adecvat (figura 6.16A). După comprimarea miezului, permeabilitatea se schimbă și la fel reluctanța și auto-inducția, conform expresiei empirice și linearizate:

unde k este sensibilitatea (m²/N) și T este stresul mecanic din material. Sensibilitatea este mică: aproximativ 2×10^-9 m²/N. Mai mult, semnalul de ieșire depinde de temperatură și de frecvența și amplitudinea tensiunii de alimentare. Acuratețea generală este de câteva procente.

Figura 6.16 Senzori de forță magnetostrictivi:
(A) senzor unidirecțional, (B) configurația transformator,
(C) liniile de câmp la forța zero și (D) câmpul sub efort [53].

Dispozitivele multidirecționale utilizează efectul că liniile de flux magnetic își modifică direcția când se aplică o forță. Astfel de senzori pot fi utilizați pentru măsurarea forței sau cuplului și prin utilizarea unor modele speciale simultan pentru forță și pentru cuplu [52]. Figura 6.16B prezintă un senzor de forță magnetoelastic, configurat ca transformator. Miezul constă dintr-o stivă de lamele feromagnetice. Atât bobinele primar, cât și cele secundar au numai câteva spire, poziționate perpendicular una pe cealaltă. Când nu se aplică nicio sarcină, liniile câmpului magnetic ale bobinei primar (Fig.6.16C) nu traversează bobina secundar, deci transferul este scăzut. La o forță aplicată, permeabilitatea materialului magnetic își pierde izotropia, rezultând un model asimetric al liniilor de câmp (Figura 6.16D). În această situație, liniile de câmp pot intersecta bobina secundar, generând un semnal de ieșire proporțional cu forța.

În așa-numitul Torductor [53], conceput pentru măsurarea cuplului fără contact a unui ax (rotativ), acest ax acționează ca mediu magnetostrictiv. El face cuplarea magnetică dintre bobinele primar și secundar ale unui transformator. Bobina primar introduce un câmp magnetic în ax. Transformatorul este configurat astfel încât la cuplu zero transferul să fie zero. Un cuplu aplicat determină solicitarea de torsiune (vezi figura 4.14), determinând o schimbare în direcția liniilor de câmp, în funcție de efectul Villari. Aceasta, la rândul său, are ca rezultat o tensiune indusă în bobina secundar a transformatorului, similară cu senzorul de cuplu din figura 6.16B. Printr-un set de traductoare magnetoelastice cu configurarea corectă a miezurilor magnetice și a înfășurărilor primar și secundar, se poate realiza un senzor de forță și cuplu combinate, cu mici interferențe (crosstalk) rezonabile între cei doi măsuranzi [52].

O alternativă pentru metalul magnetostrictiv este panglica amorfă sensibilă la stres [54]. Atunci când sunt lipite pe suprafața curbă a unui ax, panglica este stresată, devine anizotropă și prezintă proprietăți magnetoelastice care pot fi utilizate pentru măsurarea cuplului, similar cu marca tensometrică.

Magnetostricțiunea poate fi utilizată și pentru detectarea deplasării liniare, prin utilizarea unui model special. Un astfel de model constă într-o tijă formată dintr-un material magnetostrictiv (partea fixă, ca corpul unui potențiometru liniar). O bobină mobilă care înconjoară tija este conectată la piesa a cărei poziție sau deplasare trebuie măsurată (vezi cursorul potențiometrului). Bobina este activată de un impuls scurt, care generează o undă ultrasonică în tijă. Unda călătorește de la bobină spre fiecare dintre capetele tijei, unde receptoarele ultrasonice măsoară timpii de călătorie. În mod evident, poziția bobinei se deduce direct din calea parcursă de cele două unde. Histerezisul legat de magnetostricțiune limitează acuratețea, dar acesta poate fi redus (până la un factor de 10) printr-o polarizare corespunzătoare a materialului magnetic [55].

Această secțiune se încheie cu un senzor de poziție de tip inducție liniară, al cărui concept este prezentat în fig. 6.17. Structura este similară cu senzorul magnetostrictiv din paragraful anterior. Se compune dintr-un miez magnetic moale alungit și un magnet (sau bobină activată); acesta din urmă se mișcă de-a lungul miezului similar cu cursorul unui potențiometru.

Figura 6.17 Senzor de deplasare liniară bazat pe saturația locală.

La poziția magnetului, miezul este saturat local, astfel încât permeabilitatea miezului la această poziție are o valoare mult mai mică comparativ cu restul acestuia. Reluctanța totală a structurii depinde acum de poziția în care miezul este saturat: magnetul acționează ca un scurtcircuit magnetic al miezului. Reluctanța dependentă de poziție poate fi măsurată în mai multe moduri. În Ref. [56] aceasta se realizează printr-o configurație asemănătoare LVDT cu bobine primar și secundar, iar în Ref. [57] printr-o măsurare de auto-inducție în configurație diferențială. În ambele cazuri, prototipurile au o cursă de măsurare de aproximativ 20 cm.

6.4 Interfața

6.4.1 Interfața senzorilor inductivi

Pentru interfața corectă a unui senzor inductiv sau magnetic, este important să notați diferența dintre diferitele grupuri de senzori. Figura 6.18 prezintă o vedere de ansamblu a diferitelor principii de detectare utilizând senzori magnetici sau inductivi:

• Tip magnetic: ieșirea senzorului magnetic variază în funcție de distanța dintre senzor și magnet.

• Tip inducție: magnetul în mișcare induce o tensiune în bobină; ieșirea este proporțională cu viteza (relativă).

• Tip inductanță: autoinducția bobinei variază în funcție de poziția miezului mobil.

• Tip transformator: raportul de transformare variază în funcție de poziția miezului în mișcare.

Figura 6.18 Diferite principii senzoriale: (A) magnetic, (B) inductiv, (C) inductanță și (D) tip transformator.

Conform tipului de senzor, un circuit de interfață trebuie proiectat pentru conversia parametrului său de ieșire într-o tensiune sau curent. Senzorii moderni de câmp magnetic integrat au o interfață încorporată: ieșirea este o tensiune sau uneori un curent sau o frecvență proporțională cu câmpul magnetic aplicat. Ieșirea unui senzor tip-inducție este o tensiune, care trebuie amplificată doar dacă nivelul de tensiune este prea mic. Trebuie subliniat faptul că, deși sensibilitatea generală este mărită de câștigul amplificatorului, raportul S/N (semnal/zgomot) este scăzut sau, cel mai bine, rămâne același atunci când zgomotul amplificatorului este mic în comparație cu zgomotul senzorului.

Cantitatea de ieșire a unui senzor inductanță este o schimbare în auto-inducție. Conversia acestei cantități într-un semnal electric poate fi realizată în moduri similare ca și pentru senzorii capacitivi (fig. 5.11). Dar, în timp ce condensatorii se comportă ca o capacitate aproape ideală, acest lucru nu este cazul pentru bobine: rezistența firelor și capacitățile dintre spire nu sunt de obicei neglijabile, ceea ce face ca impedanța unei bobine să difere de o inductanță pură.

Cele mai multe circuite integrate de interfață se bazează pe un oscilator de relaxare datorită simplității circuitului. Oscilatorul de relaxare generează un semnal periodic în formă de impuls sau pătrat, cu o frecvență determinată de valoarea auto-inducției senzorului. Deoarece metoda este în esență analogică, se poate obține o rezoluție înaltă, până la 50 nm [58].

O abordare complet diferită este dată în Ref. [59], unde caracteristica de transfer dependentă de frecvență a unui filtru trece-jos (incluzând impedanța senzorului) este utilizată pentru a converti o variație a autoinducșiei într-o variație a amplitudinii de ieșire a filtrului.

6.4.2 Interfața cu sistemele încorporate

Mulți senzori discutați în secțiunile anterioare sunt disponibili împreună cu circuitele de interfață într-un singur pachet. Ei oferă tensiuni de ieșire potrivite pentru o conexiune directă la un ADC (cum ar fi senzorii Hall liniari (proporționali) sau ieșiri standard de 24 V pentru controller-e logice programabile industriale (PLC). Anumiți senzori, cum ar fi senzorii de poziție absolută cu efect de Hall, au o magistrală de comunicație care poate fi direct interfațată cu electronica încorporată. Senzorii rotativi pe ax, fabricați de exemplu de AMS (AMS.com ), au o magistrală de comunicație cu interfața periferică serială care facilitează opțiunile de calibrare pentru utilizatorul final, precum și o ieșire de poziție de înaltă rezoluție, direct adecvată pentru procesare ulterioară.

Senzorii bazați pe transformator, așa cum au fost discutați în secțiunea 6.3.5, sunt, totuși, o clasă diferită și mai dificilă de senzori pentru interfațare în domeniul digital. Există soluții personalizate, deși ar putea fi util să se dea un exemplu de interfațare a acestor tipuri de senzori (de exemplu, un selsin) utilizând placa Arduino, cu doar câteva componente pasive. Exemplul de configurare este prezentat în figura 6.19.

Figura 6.19 Selsin conectat la o placă Arduino, folosind doar componente pasive.

Un selsin conține în mod obișnuit trei înfășurări statorice pentru o tensiune de excitație trifazată. Faza tensiunii rotorului se modifică în funcție de unghiul de rotație. Multe plăci de microcontrolere, cum ar fi Arduino, nu au ieșiri analogice dedicate, dar pot genera semnale cu lățime de impuls modulat (PWM) bazate pe cronometre interne. Atunci când frecvența PWM este suficient de mare în comparație cu cea mai înaltă componentă de frecvență a semnalului generat, este posibil să se genereze semnale asemănătoare analogice prin filtrare. În exemplul de interfațare schițată din figura 6.20, placa Arduino generează trei unde sinusoidale cu diferențe de fază de 120 grade, care sunt folosite pentru alimentarea celor trei înfășurări ale statorului.

Figura 6.20 Schema bobinelor sincrone conectate la un Arduino.

Tensiunea la înfășurarea rotorului este eșantionată utilizând una din intrările analogice utilizând ADC-ul standard. Deoarece acest ADC nu poate citi tensiunile negative, cea de-a doua conectare a rotorului este polarizată cu un offset de 2,5 V folosind un divizor de tensiune. Când se detectează (numai) schimbarea de fază a semnalului, este suficientă o intrare digitală pentru măsurarea trecerii prin zero. Tensiunea de ieșire analogică poate fi, de asemenea, măsurată, iar faza semnalului poate fi determinată, de exemplu, prin luarea arcsin-ului tensiunii de semnal, așa cum se arată în anexa D).

În Fig. 6.20 și 6.21, înfășurările statorului sincronei sunt excitate cu o undă sinusoidală de 100 Hz. Frecvența PWM (de obicei în jur de 8 kHz) este filtrată folosind trei filtre pasive low-pass constând dintr-un rezistor de 1 kΩ și un condensator de 1 μF. În Anexa D este descris software-ul pentru generarea semnalelor statorice și măsurarea (și convertirea) semnalului rotorului. Figura 6.21 prezintă această tensiune la 100 Hz.

Figura 6.21 Forma de semnal a tensiunii rotorului înregistrată în procesare.

6.5 Aplicații

Senzorii inductivi și magnetici acoperă o arie largă de aplicare. În mecatronică, ei pot fi utilizați pentru a măsura mai multe cantități: deplasarea liniară și unghiulară și derivatele lor în timp, forța, cuplul și proprietățile materialelor. Detectarea curenților turbionari este de asemenea folosită pentru găsirea defectelor în structurile metalice sau pentru monitorizarea calității în producție.

6.5.1 Detectarea fără contact cu senzori magnetici și inductivi

Senzorii de deplasare magnetici din această secțiune se bazează pe o intensitate a câmpului magnetic dependentă de poziție. Intensitatea unui câmp magnetic provenit de la un magnet permanent sau o bobină activată depinde de distanța de la sursa magnetică (comparați Ec. (6.1)). În general, intensitatea scade odată cu creșterea distanței de la sursă, într-un mod care depinde de modelul liniilor de câmp magnetic (așa cum este reprezentat în figura 6.2 ).

Intensitatea câmpului magnetic poate fi măsurată de orice senzor magnetic, de exemplu o placă Hall, un senzor fluxgate sau o bobină de detecție. Ultima răspunde numai câmpurilor fluctuante, deci în acest caz câmpul magnetic trebuie să fie generat de o bobină activată AC.

Măsurătorile de deplasare utilizând o pereche de senzori-magnet au un domeniu limitat, o neliniaritate puternică (în funcție de mișcarea relativă, Fig 6.22) și sunt sensibile la orientarea sursei față de senzor. Elementele de construcție feromagnetice din vecinătatea sistemului de detectare pot perturba modelul de câmp. Prin urmare, aplicația majoră este ca senzor de proximitate sau comutator.

Figura 6.22 Două configurații generale pentru senzorii de deplasare magnetici;
săgețile afișează mișcarea relativă dintre sursa magnetică și senzor.

Un parametru important este distanța de comutare, care depinde de aspectul mecanic al senzorului, dar și de dimensiunile și materialul părții mobile. În sistemele comerciale, punctul de comutare poate fi ajustat într-un interval limitat prin modificarea sensibilității interfeței electronice (a se vedea tabelul 6.8).

Măsurătorile de deplasare pe distanțe lungi pot fi realizate utilizând benzi magnetizate permanent. Figura 6.23 prezintă câteva configurații posibile. O opțiune este o bandă care este magnetizată cu poli alternativi nord și sud (figura 6.23A).

Fig. 6.23 Detectarea deplasării pe distanțe lungi cu senzori magnetici: (A) șir de magneți și senzor unic,
(B) șir de senzori și magnet unic și (C) caracteristici de sensibilitate.

Un senzor de câmp magnetic se deplasează de-a lungul benzii, ca și cursorul într-un potențiometru. Pornind de la o poziție de referință, un contor electronic urmărește numărul de tranziții de la negativ la pozitiv ale ieșirii senzorului, similar cu encoderul incremental optic care va fi discutat în capitolul 7, Senzori optici. Cu doi senzori distanțați (n+ ¼) de o perioadă magnetică (care poate fi la fel de mică ca 200 μm), poate fi determinată și direcția de mișcare. Marcările de referință nu sunt susceptibile la câmpuri magnetice.

Avantajele acestui tip de senzor sunt robustețea și rezistența la coroziune (benzi din oțel inoxidabil). Intervalul de măsurare este nelimitat. Este posibil să atașați banda și la suprafețe curbe. Rezoluția realizabilă este de 0,5 μm (într-un interval limitat); viteza maximă a capului senzorului este de aprox. 20 m/s. Spre deosebire de acest sistem multimagnet cu un singur senzor se află sistemul multisenzor cu un singur magnet, bazat pe configurația din figura 6.23B. Atunci când senzorii sunt poziționați în așa fel încât să se suprapună caracteristicile de sensibilitate, este obținută măsurarea poziției unice pe o gamă largă ( figura 6.23C). Interpolarea între două poziții de senzor adiacente oferă date de distanță exacte. Sunt disponibile codificatoare liniare absolute utilizând un cod și o procedură de citire speciale care oferă o precizie de măsurare de ± 5 μm și o rezoluție de până la 1 nm, într-un interval de peste 25 m.

Auto-inducția unei bobine nu depinde doar de lift-off (distanța față de o țintă conductivă), ci și de conductivitatea țintei (vezi figura 6.10). Această proprietate este exploatată în Ref. [60] pentru a măsura nivelul lichidului și conductivitatea lichidului în același timp, utilizând două bobine coaxiale situate deasupra lichidului. O abordare bazată pe model este utilizată pentru a deduce ambele cantități din partea imaginară dependentă de frecvență a impedanței. Intervalele de nivel și de conductivitate sunt 0-30 cm și respectiv 4-10 S/m.

Așa cum am discutat anterior în secțiunea privind detectarea rezistivă, senzorii AMR sunt frecvent utilizați pentru a detecta rotația și translația în aplicații (robotice) folosind o combinație de magneți statici și senzori. Deși sensibilitatea și liniaritatea senzorilor cu efect-Hall sunt în esență mici, progresele înregistrate în proiectarea versiunilor integrate care combină detectarea, condiționarea, calibrarea și comunicarea într-un singur chip au transformat senzorii de poziție cu efect Hall în piață ca o alternativă viabilă.

Un senzor cu efect Hall liniar proporțional (fig. 6.24 din stânga) în combinație cu magneții statici prezintă un comportament puternic neliniar, așa cum se arată în fig. 6.22, datorită neomogenității câmpului magnetic. Prin urmare, acestea pot fi utilizate în principal ca senzori de tip comutare sau tip limită. Dar, este la fel de posibil să se liniarizeze acest comportament. Mai ales în cazul în care constrângerile de spațiu reprezintă factorul cel mai limitativ, acești senzori pot oferi în continuare o citire corectă a poziției. Modelele cu deget de robot umanoid (http://www.shadowrobot.com/downloads/dextrous_hand_final.pdf), de exemplu, folosesc frecvent acești senzori. Deși senzorul nu se bazează complet pe valoarea absolută a intensității câmpului furnizat de un singur magnet, poate fi detectat un câmp omogen generat de mai mulți magneți (arătat în fig. 6.24 în imaginea centrală și dreaptă) și o citire foarte precisă a poziției poate fi atinsă. Senzorii din această categorie oferă de obicei o rezoluție de 12-16 biți (http://ams.com/eng/Products/Magnetic-Position-Sensors).

Figura 6.24 Senzori cu egect-Hall cu procesare integrată

6.5.2 Aplicații ale senzorilor de reluctanță variabilă și curenți turbionari

Senzorii cu curenți turbionari și alți senzori cu reluctanță variabilă sunt adecvați pentru testarea calității suprafeței obiectelor metalice (fisurile cresc rezistența la curenții turbionari), clasificarea obiectelor pe baza proprietăților materialelor (impedanța senzorului depinde de rezistivitate, figura 6.10) măsurarea distanței fără-contact și detectarea evenimentelor (de exemplu, găuri, muchii și profile, în obiecte metalice).

6.5.2.1 Deplasarea unghiulară

Un tahometru inductiv constă dintr-o roată dințată fixată pe arborele rotativ și un cap inductiv de măsurare poziționat aproape de circumferința roții. De fiecare dată când un dinte trece de capul senzorului, electronica de interfață dă un impuls de numărare; rata de impuls este legată de viteza de rotație a arborelui. Tahometrele inductive sunt foarte robuste și adesea aplicate în medii periculoase. O versiune miniaturizată a acestui tahometru este descrisă în Ref. [44]. Bobina (plată) măsoară 1×1 mm și are numai 10 spire. Un circuit de interfață CMOS convertește o variație a inductanței (datorită trecerii unui dinte al unei roți dințate) la o variație de frecvență de la aproximativ 9 la 11,6 MHz. Acest senzor permite, de asemenea, măsurători de distanță analogică cu rezoluție de 50 nm pe o gamă de 0,5 mm [43].

Deși domeniul de lucru al senzorilor de curent turbionar este limitat, intervalul de măsurare poate fi mărit prin reducerea mecanică a mișcării care trebuie măsurată. De exemplu, în figura 6.25 este prezentată o configurație cu un excentric și doi senzori (echilibrați) de curent turbionar pentru măsurarea rotației. În poziția neutră (stânga) distanțele x1 și x2 sunt egale; când bara se rotește în sensul acelor de ceasornic, x1 scade, în timp ce x2 crește. Atât mărimea cât și direcția de rotație sunt măsurate folosind senzori foarte simpli și robuști.

Figura 6.25 Măsurarea rotației utilizând senzori de curent turbionar; în poziția stângă, senzorii 1 și 2 au aceeași ieșire.

În senzorul de unghi cu curent turbionar descris în Ref. [61], gama largă (30 grade) este obținută printr-o construcție mecanică specială: partea rotativă are o formă semicilindrică, care se învârtește într-o bobină care face un unghi cu axa.

6.5.2.2 Deplasarea liniară și viteza

Când un conductor se deplasează într-un câmp magnetic, sunt induși curenți turbionari, care afectează auto-inducția bobinei care produce câmpul magnetic. Acesta este principiul de bază pentru un senzor de viteză sau accelerație fără contact. O analiză detaliată a acestui concept este prezentată în Ref. [62].

O abordare alternativă de măsurare a vitezei cu ajutorul senzorilor cu curent turbionar este descrisă în Ref. [63], aplicate vehiculelor feroviare. Această metodă se bazează pe corelație (aceeași cu cea descrisă în capitolul 7, Senzori optici și capitolul 9, Senzori acustici). În acest caz, doi senzori de curenți turbionari poziționați la aproximativ 10 cm deasupra liniilor de cale ferată și cu o distanță fixă d de separare ridică neregularitățile șinei (clemele șinelor sunt de fapt detectate). Funcția de corelație încrucișată a celor două semnale arată un vârf pentru un timp de întârziere egal cu d/v. În acest caz, funcția de corelație este periodică, dar un corelator special este capabil să găsească valoarea maximă corectă. În practică, un vehicul feroviar face, de asemenea, mișcări comune (verticală și laterală). O configurație diferențială a senzorului de curent turbionar este insensibilă la astfel de mișcări.

Prezența capacităților și efectul pelicular (skin) determină dependența impedanței unui senzor cu curenți turbionari de frecvență. Deci, caracteristica de transfer conține informații nu numai despre distanța dintre senzor și țintă ("lift-off"), dar și despre proprietățile țintei: grosimea și materialul. În general, senzorul poate fi modelat ca un sistem de ordinul doi, din care frecvența de rezonanță și factorul de calitate (sau amortizarea) sunt determinate de proprietățile materialului, grosimea și lift-off. Acest lucru face ca detectarea cu curent turbionar să fie adecvată pentru măsurarea grosimii, de exemplu a unui strat de acoperire neconductiv pe o bază metalică sau foi conductive [64], pentru măsurarea conductivității și permeabilității [65] și pentru identificarea materialului [66], pentru a menționa doar câteva exemple.

Presiunea este măsurată de obicei printr-un element elastic intermediar: deformarea sa este proporțională cu forța sau presiunea aplicată. Această deformare poate fi măsurată de un senzor de curent turbionar sau un senzor de reluctanță variabilă. În Ref. [67], este demonstrat acest principiu, în care elementul elastic este o membrană plană. Deformarea este sesizată de o bobină plană (realizată pe o PCB) și prin feedback-ul forței utilizând o a doua bobină, deformarea este compensată, în conformitate cu principiul general de feedback explicat în capitolul 3, Aspecte de incertitudine.

6.5.2.3 Testarea nedistructivă și caracterizarea materialului

Senzorii de curent turbionar sunt utilizați pe scară largă pentru testarea nedistructivă (NDT) a tuturor felurilor de produse și materiale. În această aplicație, obiectul este scanat prin deplasarea unuia sau mai multor senzori de curent turbionar în zona de interes. Neregularitățile suprafeței sunt detectate ca o variație nedorită în distanța față de obiect. Defectele materiale (de exemplu, fisuri și coroziune) sunt detectate pe baza unei variații locale a conductivității sau a permeabilități. Cel mai simplu senzor este bobina plană, care este adecvată, de exemplu, măsurării profilului [68]. Cu o serie de senzori, scanarea poate fi limitată la o singură direcție, o soluție utilă atunci când cerințele de rezoluție nu sunt foarte ridicate. Pentru detectarea unor structuri mai complicate cum ar fi țevi, s-au propus diverse alte configurații posibile [41,69]. Un exemplu special este utilizarea detectării curentului turbionar pentru recunoașterea etichetelor metalice [70]. Etichetele constau dintr-un model specific de metal plat și sunt scanate cu un senzor de curent turbionar (în acest caz o bobină emițător și receptor).

Senzorii de curenți turbionari bobinați plat sunt, de asemenea, potriviți pentru rugozitatea imaginii și defectele suprafețelor metalice. Fie obiectul este deplasat de-a lungul unei serii de senzori de curenți turbionari, fie suprafața de testare este scanată mecanic de un singur senzor (vezi secțiunea 1.1.4). Tehnica oferă imagini cu o rezoluție spațială de până la 1 mm (vezi, de exemplu, Ref. [41]).

O altă metodă de detectare a defectelor în structurile conductive este scăparea fluxului magnetic (MFL). Principiul acestei tehnici este arătat în figura 6.26. Obiectul testat este magnetizat de un magnet extern. În cazul ideal, câmpul magnetic este localizat în interiorul obiectului datorită permeabilității ridicate a acestuia față de aerul din jur. În cazul unui defect de suprafață (de exemplu, gaură și fisură), permeabilitatea la acea locație este scăzută, ceea ce face ca fluxul magnetic să se deformeze în afara materialului. Această "scurgere" a câmpului magnetic poate fi măsurată printr-un senzor magnetic situat chiar deasupra suprafeței obiectului. Rețineți că defectele creează linii de câmp perpendiculare pe suprafață, deci se recomandă detectarea în această direcție. Cu senzori magnetici sensibili, este posibil să se detecteze defecte de ordinul micrometrilor și chiar defecte la partea inferioară a plăcilor (relativ subțiri, mai mulți mm) sau a pereților de țevi.

Figura 6.26 Principiul scurgerii fluxului magnetic pentru NDT:
(A) configurarea măsurării și (B) exemplul de simulare cu două defecte ale plăcii testate:
stânga la partea superioară, dreapta la partea inferioară.

Tehnica MFL este încă studiată pe scară largă, urmărind o rezoluție mai bună și o localizare mai exactă și caracterizarea defectelor. O tehnică promițătoare este metoda pulsată care utilizează comportamentul dinamic al răspunsului la impuls pentru interpretarea defectelor. De exemplu, în Ref. [71], se arată că defectele de suprafață și de sub suprafață dau răspunsuri distincte, iar de la timpul-la-vârf măsurat poate fi reconstruită adâncimea defectelor.

O aplicație complet diferită a unui senzor de câmp magnetic se găsește în Ref. [72]. Scopul este de a crea o imagine a obiectelor din oțel încorporate în structuri de beton. O bobină de excitație alimentată de un curent continuu generează un câmp magnetic static în zona de interes. Modelul câmpului magnetic reflectă forma unui obiect din oțel încorporat. O imagine este obținută printr-o secvență de scanare 2D pe suprafața de testare printr-un senzor magnetic sensibil. O schemă optimizată a configurației senzorului și procesarea avansată a semnalului este necesară pentru obținerea unei imagini de calitate rezonabilă, însă metoda permite vizualizarea obiectelor la o adâncime de până la 10 cm.

6.5.3 Aplicații ale altor senzori inductivi

Viteza și accelerația pot fi derivate din poziție prin efectuarea primei și a celei de-a doua derivate a semnalului deplasare. Accelerometrele reale folosesc o masă seismică: atunci când este accelerată, forța inerțială determină o deformare a unui element elastic legat de masă. Accelerometru descris în ref. [73] se bazează pe un LVDT cu un fluid magnetic ca miez mobil. Poziția sferei ferofluidice este măsurată în același mod ca și miezul într-un LVDT normal. În acest senzor, forța inerțială a fluidului este în echilibru cu forța magnetică.

Un fluid magnetic este de asemenea utilizat în senzorul de înclinare prezentat în Ref. [74]. Aici fluidul magnetic acționează ca suportul unui magnet permanent care se deplasează între doi magneți localizați la ambele părți ale carcasei senzorului. Când este înclinat, miezul magnetic este deplasat pe o distanță determinată de unghiul de înclinare și de forțele magnetice. Poziția este măsurată de o pereche diferențială de bobine în jurul construcției.

Presiunea și forța sunt de asemenea determinate de un intermediar elastic. Deformarea sau deplasarea acelui element poate fi măsurată printr-o metodă de inducție și este realizată în diverse moduri. De exemplu, îndoirea unei membrane conductive afectează reluctanța unui circuit magnetic compus din această membrană și una sau mai multe bobine. Dacă membrana nu este conductoare sau feromagnetică, obiectele mici de ferită pot fi atașate de ambele părți ale membranei [75], împreună cu două bobine care formează un circuit diferențial variabil de reluctanță. Un senzor de deformație în care bobina însăși acționează ca un element de deformare este prezentată în Ref. [76]. Bobina este încorporată într-un epoxy flexibil, iar modificarea formei bobinei determină variația auto-inducției sale.

Combinația dintre un senzor de câmp magnetic sensibil direcțional și un magnet permanent care se poate roti în raport cu senzorul face structura de bază a unui senzor de unghi magnetic. Senzorul magnetic poate fi de orice tip. Un senzor de poziție unghiulară la 360 de grade bazat pe un senzor Hall integrat 3D este prezentat în Ref. [77]. Deși un senzor 2D ar fi suficient în această aplicație (dând sinusul și cosinusul unghiului), cea de-a treia axă de sensibilitate (unghiul de înclinare) este utilizată pentru a compensa nealinierea senzorului față de magnet.

Senzorul unghiular magnetic prezentat în Ref. [78] se bazează pe o abordare diferită. Dispozitivul (integrat) cuprinde patru senzori Hall, un concentrator de flux și un circuit de procesare a semnalului analogic. Printr-o configurație specială a senzorilor Hall și un principiu rațiometric, o ieșire aproape liniară (1%) este realizată într-o gamă unghiulară de 120 grade.

Senzorii Fluxgate au o sensibilitate ridicată și, prin urmare, sunt adecvați pentru măsurarea câmpului magnetic al Pământului (de exemplu, ca parte a unei busole). Ei sunt utilizați pe scară largă în scopuri de navigare. Cercetarea vizează creșterea performanței generale, un preț mai mic și dimensiuni reduse. Exemple de astfel de activități de cercetare sunt prezentate în Ref. [79] pentru navigația prin satelit, [80] pentru nave spațiale și [81] pentru navigația terestră.

Referințe

1. Moseley PT, Crocker AJ. Sensor Materials Bristol and Philadelphia: Institute of Physics Publishing; 1996.

2. Ripka P, ed. Magnetic Sensors and Magnetometers. Artech House Publ. 2000; ISBN: 1-58053-057-5.

3. G.P. McKnight, G.P. Carman, Large magnetostriction in terfenol-D particulate composites with preferred [112] orientation, smart structures and materials 2001: active materials: behavior and mechanics, in: C.S. Lynch (Ed.), Proceedings of SPIE, USA, vol. 4333, 2001, pp. 178–183.

4. Ciudad D, Aroca C, Sánchez MC, Lopez E, Sánchez P. Modeling and fabrication of a MEMS magnetostatic magnetic sensor. Sens Actuators A. 2004;115:408–416.

5. Asch G. Les Capteurs en Instrumentation Industrielle. Paris: Dunod; 1983.

6. Middelhoek S, Audet SA. Silicon Sensors London, San Diego, New York, Berkeley, Boston, Sydney, Tokyo, Toronto: Academic Press; 1989.

7. Kordic S. Integrated 3-D magnetic sensor based on an n-p-n transistor. IEEE Electron Device Lett. 1986;196–198 EDL7.

8. Misra D, Zhang M, Cheng Z. A novel 3-D magnetic field sensor in standard CMOS technology. Sens Actuators A. 1992;84:67–75.

9. Burger F, Besse P-A, Popovic RS. New fully integrated 3-D silicon Hall sensor for precise angular-position measurement. Sens Actuators A. 1998;67:72–76.

10. A.A. Bellekom, Origin of offset in conventional and spinning-current Hall plates, PhD thesis, Delft University of Technology, Delft, the Netherlands, 1998, 90-407-1722-2.

11. L. Chiesi, K. Haroud, J.A. Flanagan, R.S. Popovic, Chopping of a weak magnetic field by a saturable magnetic shield, in: Eurosensors X, Leuven, Belgium, 8–11 September 1996, pp. 123–126.

12. Leroy P, Coillot C, Roux A, Chanteur G. High Magnetic Field Amplification for Improving the Sensitivity of Hall Sensors CETP Velizy, France: Institut Pierre-Simon Laplace; 2004; Note no. 49.

13. P.M. Drljaca, V. Schlageter, F. Vincent, R.S. Popovic, High sensitivity Hall magnetic sensors using planar micro and macro flux concentrators, in: Eurosensors XV, Munich, Germany, 10–14 June 2001.

14. Malcovati P, Maloberti F. An integrated microsystem for 3D magnetic field measurements. IEEE Trans Instrum Meas. 2000; 49(2): 341–345.

15. Popovic RS. Not-plate-like Hall magnetic sensors and their applications. Sens Actuators A. 2000;85:9–17.

16. E. Schurig, M. Demierre, C. Schott, R.S. Popovic, A vertical Hall device in CMOS high-voltage technology, in: Eurosensors XV, Munich, Germany, 10–14 June 2001.

17. Randjelovic Z, Haddab Y, Pauchard A, Popovic RS. A novel non-plate like Hall sensor. In: White NM, ed. Eurosensors XII 13–16 September 1998. Bristol, Southampton, UK: IOP Publishing; 1998;971–974.

18. Le Bihan F, Carvou E, Fortin B, Rogel R, Salaün AC, Bonnaud O. Realization of polycrystalline silicon magnetic sensors. Sens Actuators A. 2001;88:133–138.

19. Y.H. Seo, K.H. Han, Y.H. Cho, A new magnetic sensor based on plasma Hall effect, in: Eurosensors XIV, Copenhagen, Denmark, 27–30 August 2000, pp. 695–698.

20. M. Demierre, S. Pesenti, J. Frounchi, P.A. Besse, R.S. Popovic, Reference magnetic actuator for self-calibration of a very small Hall sensor array, in: Eurosensors XV, Munich, Germany, 10–14 June 2001.

21. Ripka P. Review of fluxgate sensors. Sens Actuators A. 1992;33:129–141.

22. Dezuari O, Belloy E, Gilbert SE, Gijs MAM. Printed circuit board integrated fluxgate sensor. Sens Actuators A. 2000;81:200–203.

23. O’Donnell T, Tipek A, Connell A, McCloskey P, O’Mathuna SC. Planar fluxgate current sensor integrated in printed circuit board. Sens Actuators A. 2006;129:20–24.

24. Baschirotto A, Dallago E, Malcovati P, Marchesi M, Venchi G. A fluxgate magnetic sensor: from PCB to micro-integrated technology. IEEE Trans Instrum Meas. 2007;56(1):25–31.

25. Andò B, Baglio S, Sacco V, Bulsara AR, In V. PCB fluxgate magnetometers with a residence times difference readout strategy: the effects of noise. IEEE Trans Instrum Meas. 2008;57(1):19–24.

26. Park HS, Hwang JS, Choi WY, Shim DS, Na KW, Choi SO. Development of micro-fluxgate sensors with electroplated magnetic cores for electronic compass. Sens Actuators A. 2004;114:224–229.

27. S. Moskowicz, Fluxgate sensor with a special ring-core, in: Proceedings XVIII IMEKO World Congress, Rio de Janeiro, Brazil, 17–22 September 2006.

28. Grüger H, Gottfried-Gottfried R. Performance and applications of a two axes fluxgate magnetic field sensor fabricated by a CMOS process. Sens Actuators A. 2001;92:61–64.

29. R.A. Rub, S. Gupta, C.H. Ahn, High directional sensitivity of micromachined magnetic fluxgate sensors, in: Proceedings Eurosensors XV, Munich, Germany, 10–14 June 2001.

30. Ripka P, Choi SO, Tipek A, Kawahito S, Ishida M. Symmetrical core improves micro-fluxgate sensors. Sens Actuators A. 2001;92:30–36.

31. Ripka P, Kawahito S, Choi SO, Tipek A, Ishida M. Micro-fluxgate sensor with closed core. Sens Actuators A. 2001;91:65–69.

32. Drlača PM, Kejik P, Vincent F, Piguet D, Gueissaz F, Popović RS. Single core fully integrated CMOS micro-fluxgate magnetometer. Sens Actuators A. 2004;110:236–241.

33. Kawahito S, Cerman A, Aramaki K, Tadokoro Y. A weak magnetic field measurement system using micro-fluxgate sensors and delta–sigma interface. IEEE Trans Instrum Meas. 2003;52(1):103–110.

34. Tang SC, Duffy MC, Ripka P, Hurley WG. Excitation circuit for fluxgate sensor using saturable inductor. Sens Actuators A. 2004;113:156–165.

35. Vyroubal D. Impedance of the eddy-current displacement probe: the transformer model. IEEE Trans Instrum Meas. 2004;53(2):384–391.

36. Restivo MT. A case study of induced eddy currents. Sens Actuators A. 1996;51:203–210.

37. P.A. Passeraub, G. Rey-Mermet, P.A. Besse, H. Lorenz, R.S. Popovic, Inductive proximity sensor with a flat coil and a new differential relaxation oscillator, in: Eurosensors X, Leuven, Belgium, 8–11 September 1996, pp. 375–337.

38. Fenniri H, Moineau A, Delaunay G. Profile imagery using a flat eddy-current proximity sensor. Sens Actuators A. 1994;45:183–190.

39. Bartoletti C, Buonanni R, Fantasia LG, Frulla R, Gaggioli W, Sacerdoti G. The design of a proximity inductive sensor. Meas Sci Technol. 1998;9:1180–1190.

40. Dezuari O, Belloy E, Gilbert SE, Gijs MAM. Printed circuit board integrated fluxgate sensor. Sens Actuators A. 2000;81:200–203.

41. Y. Hamasaki, T. Ide, A multilayer eddy current microsensor for non-destructive inspection of small diameter pipes, in: Transducers '95 – Eurosensors IX, Stockholm, Sweden, 25–29 June 1995, pp. 136–139.

42. Kejík P, Kluser C, Bischofberger R, Popović RS. A low-cost inductive proximity sensor for industrial applications. Sens Actuators A. 2004;110:93–97.

43. Passeraub PA, Besse PA, Hediger S, De Raad C, Popovic RS. High-resolution miniaturized inductive proximity sensor: characterization and application for step-motor control. Sens Actuators A. 1998;68:257–262.

44. Passeraub PA, Besse PA, Bayadroun A, Hediger S, Bernasconi E, Popovic RS. First integrated inductive proximity sensor with on-chip CMOS readout circuit and electrodeposited 1 mm flat coil. Sens Actuators A. 1999;76:273–278.

45. Herceg EE. Evolution of the Linear Variable Differential Transformer. Chapter 3 Handbook of Measurement and Control Pennsauken NJ, USA: Schaevitz Engineering; 1972.

46. Saxena SC, Seksena SBL. A self-compensated smart LVDT transducer. IEEE Trans Instrum Meas. 1989;38(3):748–753.

47. Kano Y, Hasebe S, Huang C, Yamada T. New type linear variable differential transformer position transducer. IEEE Trans Instrum Meas. 1989;38(2):407–409.

48. McDonald PC, Iosifescu C. Use of a LVDT displacement transducer in measurements at low temperatures. Meas Sci Technol. 1998;9:563–569.

49. Mingji L, Yu Y, Jibin Z, Yongping L, Livingstone N, Wenxue G. Error analysis and compensation of multipole resolvers. Meas Sci Technol. 1999;10:1292–1295.

50. Kaul SK, Koul R, Bhat CL, Kaul IK, Tickoo AK. Use of a ‘look-up’ table improves the accuracy of a low-cost resolver-based absolute shaft encoder. Meas Sci Technol. 1997;8:329–331.

51. Benammar M, Ben-Brahim L, Alhamadi MA, High A. Precision resolver-to-DC converter. IEEE Trans Instrum Meas. 2005;54(6):2289–2296.

52. Zakrzewski J. Combined magnetoelastic transducer for torque and force measurement. IEEE Trans Instrum Meas. 1997;46(4):807–810.

53. Dahle O. The torductor and the pressductor; ASEA Res Lab, Sweden (undated), orig.: O Dahle: Der Preβduktor, ein Hochleistungs-Druckmeβgerät für die Schwerindustrie. ISA J. 1959;5:32–37.

54. Hardcastle M, Meydan T. Magnetic domain behaviour in magnetostrictive torque sensors. Sens Actuators A. 2000;81:121–125.

55. Seco F, Martín JM, Pons JL, Jéminez AR. Hysteresis compensation in a magnetostrictive linear position sensor. Sens Actuators A. 2004;110:247–253.

56. Erb O, Hinz G, Preusse N. PLCD, a novel magnetic displacement transducer. Sens Actuators A. 1991;25–27:277–282.

57. Legrand B, Dordet Y, Voyant J-Y, Yonnet J-P. Contactless position sensor using magnetic saturation. Sens Actuators A. 2003;106:149–154.

58. Passeraub PA, Besse PA, Hediger S, De Raad C, Popovic RS. High-resolution miniaturized inductive proximity sensor: characterization and application for step-motor control. Sens Actuators A. 1998;68:257–262.

59. de Cos D, García-Arribas A, Barandiarán JM. Simplified electronic interfaces for sensors based on inductance changes. Sens Actuators A. 2004;112:302–307.

60. Yin W, Peyton AJ, Zysko G, Denno R. Simultaneous noncontact measurement of water level and conductivity. Trans Instrum Meas. 2008;57(11):2665–2669.

61. Cui J, Ding F, Li Y, Li Q. A novel eddy current angle sensor for electrohydraulic rotary valves. Meas Sci Technol. 2008;19:015205.

62. Restivo MT, Gomes de Almeida F. The use of eddy currents on the measurement of relative acceleration. Sens Actuators A. 2004;113:181–188.

63. Engelberg T. Design of a correlation system for speed measurement of rail vehicles. Measurement. 2001;29:157–161.

64. Yin WL, Peyton AJ, Dickinson SJ. Simultaneous measurement of distance and thickness of a thin metal plate with an electromagnetic sensor using a simplified model. IEEE Trans Instrum Meas. 2004;53(4):1335–1338.

65. Nonaka Y, Nakane H, Maeda T, Hasuike K. Simultaneous measurement of the resistivity and permeability of a film sample with double coil. IEEE Trans Instrum Meas. 1995;44(3):679–682.

66. N.H. Kroupnova, Z. Houkes, P.P.L. Regtien, Application of eddy-current imaging in multi-sensor waste separation system, in: Proceedings of the International Conference & Exhibition on Electronic Measurement & Instrumentation, ICEMI'95, Shanghai, China, 3 January 1996, pp. 196–199.

67. Dutoit BM, Besse P-A, Friedrich AP, Popovic RS. Demonstration of a new principle for an active electromagnetic pressure sensor. Sens Actuators A. 2000;81:328–331.

68. Fenniri H, Moineau A, Delaunay G. Profile imagery using a flat eddy-current proximity sensor. Sens Actuators A. 1994;45:183–190.

69. Joubert P-Y, Le Bihan Y. Multisensor probe and defect classification in eddy current tubing inspection. Sens Actuators A. 2006;129:10–14.

70. Belloir F, Huez R, Billat A. A smart flat-coil eddy-current sensor for metal-tag recognition. Meas Sci Technol. 2000;11:367–374.

71. Wilson JW, Tian GY. Pulsed electromagnetic methods for defect detection and characterization. NDT&E Int. 2007;40:275–283.

72. Benitez DS, Quek S, Gaydecki P, Torres V. A preliminary magnetoinductive sensor system for real-time imaging of steel reinforcing bars embedded within concrete. Trans Instrum Meas. 2008;57(11):2437–2442.

73. S. Baglio, P. Barrera, N. Savalli, Ferrofluidic accelerometers, in: Eurosensors XIX, Barcelona, Spain, 11–14 September 2005.

74. Olaru R, Dragoi DD. Inductive tilt sensor with magnets and magnetic fluid. Sens Actuators A. 2005;120:424–428.

75. Ashworth HA, Milch JR. Force measurement using inductively coupled sensor. Rev Sci Instrum. 1978;49(11):1600–1601.

76. Butler JC, Vigliotti AJ, Verdi FW, Walsh SM. Wireless, passive, resonant-circuit, inductively coupled, inductive strain sensor. Sens Actuators A. 2002;102:61–66.

77. Passeraub PA, Besse PA, Hediger S, De Raad C, Popovic RS. High-resolution miniaturized inductive proximity sensor: characterization and application for step-motor control. Sens Actuators A. 1998;68:257–262.

78. Schott C, Racz R. Novel analog magnetic angle sensor with linear output. Sens Actuators A. 2006;132:165–170.

79. Merayoa JMG, Brauera P, Primdahla F. Triaxial fluxgate gradiometer of high stability and linearity. Sens Actuators A. 2005;120:71–77.

80. Forslund Å, Belyayev S, Ivchenko N, Olsson G, Edberg T, Marusenkov A. Miniaturized digital fluxgate magnetometer for small spacecraft applications. Meas Sci Technol. 2008;19 http://dx.doi.org/10.1088/0957-0233/19/1/015202.

81. Lee KM, Kim YH, Yun JM, Lee JM. Magnetic-interference-free dual-electric compass. Sens Actuators A. 2005;120:441–450.

Further readingBooks

1. Popovic RS. Hall Effect Devices Bristol, Philadelphia: Institute of Physics Publishing; 1991; ISBN: 0.7503.0096.5.

2. Ripka P, ed. Magnetic Sensors and Magnetometers. Artech House Publ 2000; ISBN: 1-58053-057-5.

3. Magnetic sensors. In: Ripka P, Tipek A, eds. Modern Sensors Handbook. Wiley-ISTE 2007; ISBN: 978-1-905209-66-8, Chapter 10.