Senzorii integrați cu efect-Hall încorporează aproape întotdeauna suficientă procesare a semnalului și circuite de susținere pentru a furniza un semnal de ieșire util imediat, fie o tensiune proporțională, fie o ieșire comutată digital. Dar, există situații când interfețele electrice furnizate de senzor nu îndeplinesc cerințele unei anumite aplicații. În aceste cazuri, proiectantul trebuie să furnizeze niște circuite suplimentare pentru a acoperi decalajul dintre ieșirea senzorului și intrările sistemului la care se află interfațat.

5.1 Probleme de interfață - Senzori cu ieșire liniară

Deoarece ieșirea unui senzor liniar cu efect-Hall este o tensiune proporțională cu densitatea fluxului magnetic, el oferă cel mai înalt grad de flexibilitate la interfața cu un sistem exterior.

Prin asigurarea capacității de măsurare a câmpului magnetic, un senzor liniar este un bloc de construcție cu care se poate începe să se pună în aplicare aproape orice fel de funcție de detectare magnetică necesară. Potențial, poate fi implementat un număr enorm de tipuri de interfețe; patru dintre cele mai comune tipuri sunt:

1) Reglarea offset-ului și sensibilității
2) Circuitele driver de linie
3) Pragul de ieșire
4) Interfață convertor analogic-digital (ADC)

Următoarele secțiuni descriu circuitele pentru a efectua aceste funcții de interfață.

5.2 Reglarea offset-ului și a câștigului

O situație obișnuită de interfațare apare atunci când offset-ul și gama maximă de ieșire ale unui senzor nu se potrivesc cu offset-ul și gama maximă de intrare a altui circuit care necesită intrarea senzorului. În timp ce unii dintre noii senzori liniari cu efect-Hall oferă controlul câștigului ajustabil de către utilizator și a offset-ului on-chip, vor apărea în continuare circumstanțe în care ceea ce este disponibil nu va satisface un anumit set de cerințe. Un exemplu ar fi în cazul în care este necesară o excursie de semnal de ± 10V. Niciun senzor liniar integrat comun cu efect-Hall nu are o ieșire care variază sub 0V sau are o gamă de ieșire de 20V (-10V și +10V). Dacă este necesară o astfel de ieșire, este necesară adăugarea unor circuite personalizate.

În sistemele care au surse de alimentare separate cu ±, cum ar fi +5/-5V sau +15/-15V, circuitul din Fig. 5-1a prevede reglarea pentru ambele: sensibilitate și offset. Câștigul de sensibilitate este dat de (R4•R6)/(R5/R1). Intervalul de reglare a offset-ului la ieșirea op-ampului A2 este ± (Vref x R4 x R6)/(R2 x R5) volți (în limitele excursiei tensiunii de ieșire a gamei op-amp-ului). Cu unele tipuri de op-amp, poate fi necesar ca R4 ≥ R1 și R6 ≥ R4 pentru a menține circuitul de a nu oscila. În multe cazuri, unde nu este nevoie de un câștig mare, puteți seta R5 = R6, furnizând etajul de ieșire cu un câștig de -1 și simplificând câștigul total la R4/R1 și intervalul de ajustare a offset-ului la Vref x R4/R2. La punerea în aplicare a acestui circuit cu op-amp-uri "tipice", valorile potrivite pentru rezistoare variază de la aproximativ 1000 Ω la 1 MΩ.

Fig. 5-1: Circuitele de reglare offset și câștig pentru sisteme de alimentare cu
tensiune separată (a) și sisteme de alimentare cu o singură tensiune (b).

Rețineți că acest circuit are două etaje separate de amplificare și necesită două op-amp-uri. Aceasta deoarece configurația primului etaj de amplificare este inversoare; introducerea unui semnal pozitiv duce la un semnal de ieșire negativ. Adăugând alt etaj de amplificare cu câștig inversat, polaritatea revine la pozitiv. În acest circuit, reglarea offset-ului este aplicată "în amonte" în lanțul de procesare a semnalului înainte de reglarea amplificării. Ordinea corectă pentru reglarea acestui circuit este de a regla mai întâi câștigul la nivelul dorit, prin rezistorul R4 și, odată ce s-a obținut un câștig satisfăcător, se reglează tensiunea de offset a ieșirii folosind R3.

În multe cazuri, nu există luxul de a funcționa dintr-o sursă de tensiune separată și trebuie ca sistemul să funcționeze din orice este disponibil, adesea dintr-o singură sursă +5V sau +12V. Circuitul din Fig. 5-1a poate fi modificat pentru funcționare cu o sursă prin furnizarea op-amp-urilor cu o "masă virtuală" undeva între alimentarea pozitivă și masă. Pentru un sistem de 5V, 2,5V este adesea o alegere bună pentru valoarea masei virtuale.

Cea mai simplă modalitate de a crea o masă virtuală este prin conectarea unui divizor rezistiv între alimentarea pozitivă și masă. În acest circuit, această funcție este realizată de rezistoarele R7 și R8. Plasarea unui mic condensator de by-pass la acest punct de masă virtuală este adesea utilă pentru îmbunătățirea stabilității circuitului și reducerea zgomotului la ieșire.

În cazurile în care costul sau spațiul reprezintă o problemă, este de asemenea posibil să se efectueze ajustări ale câștigului și offset-ului cu mai puține componente. Un exemplu de circuit de reglare a câștigului și offset-ului cu o singură sursă, care utilizează numai un singur op-amp este prezentat în Fig. 5-2. În acest circuit, reglarea câștigului și a offset-ului sunt foarte interdependente. Ajustarea offsetului va schimba și câștigul. Acest lucru se datorează faptului că amplificarea circuitului depinde parțial de impedanța privind spre cursorul potențiometrului R3, care variază de la zero când este la oricare dintre capete (ajustare minimă sau maximă) la R3/4 atunci când este în mijloc (unde R3 este rezistența cap-la-cap a potențiometrului). Inutil de zis, având interdependența câștig și offset, acest circuit poate fi cu adevărat o bucurie de a se adapta corespunzător. Dacă alegeți o valoare pentru R3, care este mult mai mică decât cea a R2, amplificarea circuitului poate fi aproximată prin R2/(R1+R2), iar gama de reglare a offset-ului de ieșire prin 5V x (R1/R2) (pentru funcționarea cu 5V). Rețineți că atunci când reglați cursorul pe R3 spre alimentarea pozitivă, tensiunea de ieșire va scădea.

Fig. 5-2: Reglarea offset-ului și amplificării cu un singur op-amp.

În funcție de cerințele aplicației dvs., este posibilă și "cablarea" reglajului de câștig și de offset pe circuitele anterioare, prin înlocuirea potențiometrelor și rezistoarelor variabile cu rezistențe fixe. Dacă sunt necesare numai ajustări de offset și câștig fixe, acest lucru este deseori un lucru de dorit. Rezistoarele variabile se numără printre cele mai puțin fiabile componente electronice disponibile; rezistoarele de precizie fixe ​​oferă fiabilitate cu ordine de mărime mai mare, pentru costuri cu ordine de mărime mai mici. În plus, ajustarea manuală a unei componente variabile este o operație scumpă și predispusă la erori chiar și într-un mediu de producție cu volum mediu. Dacă nu aveți absolut nevoie de reglaj, nu utilizați rezistoare variabile în circuitele dumneavoastră.

5.3 Pragul de ieșire

Cu toate că există o varietate enormă de senzori cu efect-Hall tip comutator și latch disponibili, oferind o multitudine de puncte BOP și BRP disponibile, pot apărea situații în care aveți nevoie de un dispozitiv cu valori specifice BOP și BRP. O opțiune este utilizarea unui dispozitiv de comutare programabil, cum ar fi Allegro Microsystems A3250. În cazurile în care cerințele dvs. nu se încadrează în gama de dispozitive fixe și programabile disponibile, este posibil să vă construiți propriile comutatoare și dispozitive de blocare (latch) în jurul unui senzor Hall cu ieșire liniară.

Această abordare vă oferă o libertate aproape completă în stabilirea BOP, BRP și histerezis.

Principalele neajunsuri sunt că versiunea dvs. discretă a unui dispozitiv comutat va fi considerabil mai scumpă decât un dispozitiv integrat comparabil și va ocupa mult mai mult spațiu. Dar, dacă aplicația dvs. permite aceste costuri și cerințe sporite, atunci abordarea DIY "Do-it-yourself" poate fi viabilă.

O metodă de construire a unui senzor digital dintr-unul liniar este prin circuitul din Fig. 5-3. Acest lucru este similar cu modelul conceptual al unui comutator prezentat în Capitolul 3, cu excepția cazului în care sunt incluse câteva detalii de implementare. Când ieșirea senzorului liniar cu efect-Hall depășește pragul BOP, provoacă o condiție HIGH (5V) la ieșirea comparatorului U2A. Această condiție HIGH determină blocarea flip-flop-ului (U3) în starea HIGH. Când ieșirea dispozitivului liniar scade sub pragul BRP, provoacă o HIGH la ieșirea comparatorului U2B, blocând flip-flop-ul într-o stare LOW.

Histerezisul este diferența dintre punctele BOP și BRP.

Circuitul din Fig. 5-3 permite ca BOP și BRP să fie setate complet independent, cu BOP setat în mod normal mai mare decât BRP. Pentru multe aplicații, totuși, va fi interesant de a putea stabili un singur prag, cu o cantitate foarte mică de histerezis. În prezența unui nivel scăzut de histerezis, pragurile BOP și BRP pot fi aproape indistingibile. Un circuit simplu care oferă un singur prag cu o mică cantitate de histerezis este prezentat în Fig. 5-4.

Comparatorul din acest circuit funcționează în același mod ca și cel al circuitului precedent, scoțând o condiție HIGH atunci când tensiunea la intrarea sa pozitivă este mai mare decât tensiunea la intrarea sa negativă. Rețeaua cuprinzând R1 și R2 oferă feedback pozitiv în acest circuit. Aceasta înseamnă că atunci când ieșirea comută HIGH, ea forțează intrarea pozitivă a comparatorului să se mute la o tensiune ușor mai mare. Dimpotrivă, atunci când ieșirea comută LOW, ea trage intrarea pozitivă cu ea în jos. Efectul este similar cu pocnitura unui comutator de lumină pe o lampă electrică - când împingeți el trece peste jumătatea drumului în ambele direcții, un arc în comutator tinde să-l tragă în restul drumului. Valoarea acestei schimbări, care este histerezisul detectorului de prag, este aproximativ dată de Vs*R1/(R1+R2), unde Vs = 5V în acest circuit. Pentru valorile rezistoarelor și Vs arătată, histerezisul va fi de circa 24 mV. Pentru un senzor liniar, cum ar fi Allegro A3515, cu o sensibilitate de 5 mV/gauss, 24 mV de histerezis electric s-ar traduce în sub 5 gauss de histerezis magnetic.

În ciuda simplității aparente, acest circuit are câteva dezavantaje. Deoarece cantitatea de histerezis este dependentă de excursia ieșirii comparatorului, tot ceea ce faci pentru a încărca în jos acest punct va reduce histerezisul efectiv. O altă problemă este că rezistența R2 trebuie să fie semnificativ mai mare decât cea a lui R4; în caz contrar, feedback-ul histerezis va încărca în jos ieșirea prin el însuși. Dacă se iau măsuri de precauție pentru a se asigura că încărcarea pe ieșirea circuitului este controlată, acest circuit poate oferi performanțe rezonabile și previzibile.

5.4 Interfațarea comutatoarelor și zăvoarelor (latch)

S-ar putea crede că, deoarece ieșirea unui comutator sau a unui zăvor este digitală, toată sarcina de interfațare este deja completă. Deși este o chestiune directă de a interfața ieșirea unui comutator cu efect-Hall tipic la o intrare digitală, există și multe alte moduri, nu atât de evidente, prin care pot fi utilizați senzorii digitali cu efect-Hall.

5.5 Rezistor pull-up

Așa cum am menționat mai devreme, majoritatea comutatoarelor și latch-urilor digitale cu efect-Hall asigură un tip de colector deschis (open-collector) sau drenă deschisă (open-drain) la ieșire. Prin urmare, ieșirea se comportă ca un comutator la masă și nu emite nici o tensiune pe cont propriu. Pentru a obține un semnal util de nivel-tensiune, trebuie să se adauge un rezistor pull-up, așa cum se arată în Fig. 5-5. O întrebare simplă, dar obișnuită, care apare din necesitatea rezistorului de ieșire pull-up este cum se selectează un rezistor adecvat.

Fig. 5-5: Rezistor pull-up la ieșire.

Doar câteva informații sunt necesare pentru a selecta și dimensiona un rezistor pull-up. Prima este VPU sau tensiunea la care trebuie legat rezistorul pull-up, care nu este neapărat aceeași cu tensiunea de alimentare a senzorului. Cea de-a doua informație este curentul (ION) care ar trebui să treacă prin ieșirea senzorului Hall când acesta este în starea ON. Acest curent nu este neapărat curentul maxim pe care dispozitivul îl poate manipula (IOmax), dar este determinat de aplicație (limitat, desigur, la mai puțin decât Iomax!).

Doar pentru că un senzor cu efect-Hall poate manevra 20 mA prin ieșirea lui nu înseamnă că curentul de ieșire trebuie să fie 20 mA. Uneori, într-adevăr, de cele mai multe ori, dimensionarea unui rezistor pull-up pentru un nivel mai scăzut al curentului are sens. În orice caz, pentru un anumit VPU și un curent de ieșire dorit Io, valoarea adecvată a rezistenței unui rezistor pull-up este dată de:

Pentru cazul VPU = 12 V și Io = 10 mA, o valoare adecvată a rezistorului pull-up ar fi 1,2 KΩ.

Al doilea element de informație este puterea nominală a rezistorului. Dacă nu alegeți un rezistor cu o putere nominală mai mare decât puterea sa disipată, circuitul poate prezenta probleme de fiabilitate în câmp. Din nou, acesta este un simplu calcul, cu puterea disipată dată de:

Pentru a continua exemplul de mai sus, un rezistor pull-up de 1200 Ω atașat la o sursă de 12V ar disipa (12²/1200) sau 0,12 wați. Deși acest lucru nu ar reprezenta o problemă pentru un rezistor de 1/4 W, ar fi o condiție de suprasarcină pentru un dispozitiv de montare pe suprafață de tip 0805, care este în mod obișnuit evaluat pentru 1/10 W de disipare a puterii.

Analiza de mai sus pentru disiparea puterii presupune că senzorul Hall este în mod constant în starea ON și că rezistorul disipă în mod constant puterea. În multe aplicații, senzorul Hall va comuta ON și OFF, iar disiparea medie a puterii poate fi considerabil mai mică decât cazul în care senzorul este în permanență ON. În timp ce s-ar putea dimensiona rezistorului bazat pe un presupus "ciclu de sarcină", ​​este mult mai bună practica de a proiecta circuitul pentru cel mai rău caz de disipare a puterii, adică, senzorul este mereu pornit și energia din rezistor este disipată. În plus, este bună, de asemenea, practica de proiectare generalizată să nu se folosească componente electronice la puterea lor nominală maximă. De exemplu, probabil că nu ar fi de dorit să selectați un rezistor de 1/8W (0,125W) pentru a servi într-un loc unde ar putea disipa 0,12W pe o bază continuă; un rezistor mai mare, să zicem 1/4W, ar putea fi o alegere mai bună. În plus față de considerarea disipării de putere a unui dispozitiv, trebuie luate în considerare și efectele factorilor cum ar fi temperatura ambientală de funcționare, fluxul de aer și ambalajul secundar. Selectarea puterilor nominale ale componentelor poate fi un proces complex, cu mult peste limitele acestui text.

Deoarece componentele electronice tind să fie dispozitive deosebit de rezistente, totuși, un dispozitiv care este acționat la o suprasarcină termică semnificativă poate funcționa un timp. Aceasta înseamnă că, în loc să se defecteze imediat în fabrică, unde devine pur și simplu rebut, un ansamblu cu dispozitive supraîncărcate poate ieși în calea unui client, unde poate deveni un apel la returnare sau la service, sau mai rău. Odată cu introducerea componentelor mici cu montare pe suprafață cu disipare redusă a puterii (1/16 W pentru un rezistor de dimensiune 0603), puterea nominală a componentelor a devenit o problemă care trebuie luată foarte serios, chiar și în circuitele care nu sunt în mod normal percepute ca fiind "de mare-putere."

5.6 Interfațarea dispozitivelor logice standard

Interfața dispozitivelor de ieșire digitale cu efect-Hall cu cele mai moderne dispozitive logice digitale este extrem de simplă. Iată câteva sfaturi pentru a interfața cu unele dintre cele mai comune familii logice utilizate în prezent.

Bipolar TTL - (74xx, 74Sxx, 74LSxx, 74Fxx) - conectați rezistorul pull-up la sursa de alimentare logică (Vcc, +5V). Deoarece este nevoie de un curent foarte mic (< 1 mA) pentru a trage o intrare TTL la HIGH logic (> 2,4V), puteți utiliza un pull-up mare (2,2kΩ - 4,7 kΩ) pentru un consum redus de energie al sistemului. În timp ce o intrare logică TTL comandată de la o ieșire open-collector poate uneori să funcționeze bine fără rezistor pull-up, aceasta este o situație rea din punct de vedere al fiabilității și ar trebui evitată.

CMOS - (74HCxx, 74HCTxx, CD4xxx) - Pull-up-ul trebuie conectat la sursa de tensiune pozitivă (VDD) pentru logică. Pentru familiile 74H și 74HC, VDD poate varia de la aproximativ 3V-6V și de la 3V-15V pentru dispozitive din familia CD4xxx. Deoarece intrările digitale CMOS arată ca un condensator, rezistoare pull-up foarte mari (100 kΩ) pot fi folosite în situațiile în care nu vă interesează în special timpul de creștere al semnalului.

Dacă rezistorul este prea mare, totuși, timpul de creștere pe semnalul de ieșire al senzorului poate deveni inacceptabil de lung. În cazul logicii CMOS, dacă uitați să puneți rezistorul pull-up, circuitul va funcționa bine atâta timp cât ieșirea comutatorului cu efect-Hall este ON (trageți ieșirea jos la masă), dar atunci când comută OFF, intrarea la poarta logică CMOS va flota și va presupune o valoare extrem de imprevizibilă. Acest tip de eroare de proiectare poate fi foarte dificil de depanat. Un simptom al acestei probleme este că ieșirea rămâne LOW atunci când un DVM sau un osciloscop este cuplat la intrarea logică necorespunzătoare, dar devine falsă atunci când instrumentul de testare este îndepărtat.

Intrările microprocesorului - În timp ce cele mai multe porturi de intrare microprocesor arată ca intrări CMOS (și de obicei sunt intrări CMOS în prezent), mai multe variații sunt ocazional întâlnite. Rezistoarele pull-up încorporate sunt destul de comune pe multe porturi de intrare microprocesor, și vă pot salva de la a fi nevoie să adăugați rezistoare pull-up externe. Dar, o problemă care apare atunci când se încearcă interconectarea senzorilor digital cu efect-Hall la un microprocesor sau microcontroler este că multe dintre liniile de I/O sunt bidirecționale, ceea ce înseamnă că ele pot fi fie intrări, fie ieșiri, în funcție de modul în care ele sunt configurate de software-ul care rulează pe microprocesor. Este important să se asigure că nu există situații de conflict în care ieșirea senzorului Hall și o ieșire a microcontrolerului, ambele, încearcă să controleze nivelul logic al unei singure linii. Când există o astfel de condiție controversată, un dispozitiv va pierde, circuitul dvs. nu va funcționa în mod fiabil și, în cazuri extreme, pot rezulta deteriorări hardware.

5.7 Logica discretă

Nu este neobișnuit ca un ansamblu de senzori să includă o anumită cantitate de capacitate logică de decizie. În viitor, acest lucru va deveni tot mai comun. În majoritatea cazurilor, pentru a implementa funcții logice simple, s-ar folosi circuite logice integrate la scară mică, cum ar fi dispozitive din familia 74HCxx sau dispozitive logice programabile (PLD). Pentru capabilități sofisticate de luare a deciziilor, poate fi utilizat un mic microcontroler.

Pentru a efectua câteva operații logice foarte simple, cum ar fi inversarea polarității unei ieșiri, uneori este mai logic să folosiți funcții logice făcute din componente discrete, cum ar fi rezistoare, tranzistoare și diode. Există două motive pentru această abordare. Primul este costul. Dacă o funcție logică poate fi implementată cu câteva componente discrete, ea poate fi de fapt mai eficientă decât una implementată cu un circuit integrat. Cel de-al doilea motiv este că cele mai multe familii logice integrate au o gamă limitată de tensiune de operare. Pentru un ansamblu de senzori care trebuie să opereze pe o gamă de tensiune de alimentare de 4-24 V, folosirea circuitelor logice gata de utilizare (off-the-shelf) necesită, de regulă, un regulator de tensiune pentru a furniza o sursă stabilă de alimentare adecvată (adesea 5V sau 3,3V) pentru circuitele logice. Din ambele motive există situații în care este deseori logic să se proiecteze propriile funcții logice din componente discrete.

Conceperea unei logici robuste tranzistor-discret nu este o sarcină ușoară. Mulți factori, cum ar fi gama tensiunii de funcționare, consumul de energie, imunitatea la zgomotul electric și viteza de comutare trebuie luate în considerare la conceperea circuitelor. Când utilizați un IC logic standard, aceste probleme au fost deja abordate de producătorul logicii. Când proiectați propria logică din componente discrete, sunteți pe cont propriu. Circuitele exemplu care urmează să fie considerate un punct de plecare și nu modele finale, cât mai simple, pot necesita modificări semnificative pentru a îndeplini cerințele exacte ale unei aplicații date.

Fig. 5-6: Circuite logice discrete.
NU (NOT) logic (a), SAU (OR) logic (b), ȘI (AND) logic (c) inversor de polaritate.

Acest circuit (Fig. 5-6a) convertește o ieșire colector deschis "normal deschis" (OFF) în ieșire colector deschis "normal închis"(ON). Când senzorul cu efect-Hall (U1) este OFF, curentul curge prin rezistorul pull-up (RPU) în terminalul Bază al tranzistorului Q1, comutându-l ON. În schimb, când senzorul cu efect-Hall este ON, acesta deviază curentul de la Q1, lăsându-l OFF. Această funcție se numește NOT logic sau inversiune logică.

Ieșire OR (SAU) cablată

Ieșirile open-collector pot fi legate împreună printr-un singur rezistor pull-up, așa cum se arată în Fig. 5-6b. Circuitul rezultat este numit o configurație OR-cablată (denumită uneori un AND cablat în model logic). Când unul sau mai mulți senzorii cu efect-Hall comută ON, ieșirea este trasă jos (ON). Această funcție este cunoscută ca OR logic.

Funcția ȘI (AND)

Uneori trebuie să știți când toți dintr-un grup de senzori sunt ON. Această funcție se numește AND logic. Circuitul din Fig. 5-6c arată o modalitate de a face acest lucru. Funcționează prin combinarea funcțiilor NOT logice cu funcția OR cablată. Dacă un senzor dat (U1) este ON, provoacă tranzistorul asociat la ieșirea lui (Q1) să fie OFF. Dacă ambele Q1 și Q2 au fost OFF, așa cum rezultă din ambii senzori (U1 și U2) fiind ON, atunci ieșirea va trage HIGH la +12V prin RL. Dacă aveți nevoie de o ieșire care este comutată la masă, când toți senzorii sunt ON, puteți folosi semnalul de ieșire afișat pentru a comanda baza unui tranzistor suplimentar (nu este prezentat) pentru a obține această funcție de comutare.

Acest circuit sugerează, de asemenea, limita superioară a complexității pentru care probabil merită proiectată logica de la tranzistoare discrete. Acest circuit conține trei rezistoare și trei tranzistoare. Când se iau în considerare costurile componentelor și costurile de plantare a acestora pe o placă de circuite, este posibil ca utilizarea unei porți integrate AND să fie o opțiune mai economică, în ciuda posibilelor cerințe pentru circuitele auxiliare suplimentare.

5.8 Acționarea sarcinilor

Senzorii cu efect-Hall sunt uneori folosiți pentru a controla diferite tipuri de lămpi și dispozitive electro-mecanice care necesită o cantitate semnificativă de energie pentru a funcționa. Această secțiune va descrie câteva circuite simple pentru interfațare cu aceste tipuri de dispozitive.

5.9 Interfețe LED

Majoritatea senzorilor digitali cu efect-Hall sunt capabili de a absorbi în siguranță până la 20 sau 25 mA din curentul de ieșire. Acesta se întâmplă, de asemenea, să fie o cantitate mai mare decât cantitatea adecvată de curent pentru a comanda multe mici diode emițătoare de lumină (LED-uri). Acest lucru ușurează, în majoritatea cazurilor, comanda directă a unui LED de la un senzor digital Hall. Fig. 5-7a arată un circuit în care LED-ul se aprinde atunci când senzorul cu efect-Hall este ON. Fig. 5-7b, pe de altă parte, prezintă un circuit în care LED-ul se aprinde atunci când senzorul cu efect-Hall este OFF; când senzorul este ON în acest caz, acesta șuntează curentul departe de LED. În ambele cazuri, parametrii principali sunt curentul de operare dorit pentru LED și tensiunea la care trebuie să funcționeze. Deoarece un LED roșu are, tipic, o cădere de tensiune directă de aproximativ 1,8V (căderea de tensiune depinde de varietatea LED-urilor, de ex., LED-urile albastre au de obicei căderi de tensiune de aprox. 3,5 până la 4,0V), trebuie să țineți cont acest lucru pentru a obține curentul de operare corect, în special atunci când funcționează la tensiuni de alimentare mici (5V). O valoare adecvată a rezistorului (când se utilizează LED-ul nostru roșu tipic) poate fi estimată prin

unde Vs este tensiunea de alimentare și ILED este curentul de operare dorit. O altă problemă este selectarea disipării corespunzătoare a puterii pentru rezistor. În cazul primului circuit (Fig. 5-7a), rezistorul disipă putere numai când LED-ul este ON, iar disiparea aproximată este dată de (Vs-1,8V)²/R1, (din nou, unde 1,8V este căderea de tensiune a LED-ului). În cazul circuitului din Fig. 5-7b, rezistorul disipă puterea tot timpul, cu o disipare maximă de Vs²/R atunci când LED-ul este OFF. O "caracteristică" ciudată a acestui circuit este că el consumă mai mult curent atunci când LED-ul nu este iluminat.

Fig. 5-7: Driver LED normal OFF (a), Driver LED normal ON (b).

5.10 Lămpi cu incandescență

O lampă incandescentă de joasă tensiune (3-12V) poate furniza mult mai multă lumină decât un LED, dar, de asemenea, necesită mult mai mult curent pentru a produce această lumină. Din punct de vedere al circuitului, o lampă cu incandescență este un rezistor. Spre deosebire de un rezistor tipic, totuși, o lampă incandescentă va consuma o scurtă creștere bruscă de până la de câteva ori curentul normal de funcționare atunci când se aprinde, deoarece rezistența filamentului este mai mică atunci când lampa este rece.

Acest supracurent este numit curent de filament-rece sau curentul de pornire și poate fi de 10 ori mai mare decât curentul normal de funcționare al lămpii. Atunci când proiectați un driver de lampă, trebuie să folosiți tranzistoare care se pot ocupa de aceste vârfuri scurte de supracurent fără autodistrugere. Două circuite simple pentru controlul lămpilor mici (12V, < 1A curent) de la ieșirile senzorilor digitali cu efect-Hall sunt prezentate în Fig. 5-8.

Fig. 5-8 - Drivere de lampă incandescentă folosind tranzistoare bipolare Darlington.
Inversare (a) și neinversare (b).

Aceste driver-e utilizează ceea ce se numesc tranzistoare Darlington deoarece ele oferă un câștig de curent mult mai mare (de obicei >1000) decât cel al unui tranzistor bipolar tipic (câștiguri tipice de la 50 la 200). Acest lucru asigură faptul că ≈ 10 mA din curentul de bază disponibil va comuta complet tranzistorul ON în timp ce transportă un curent de sarcină de până la mai mulți amperi. Fig. 5-8a arată un driver inversor (Lampa este aprinsă când senzorul este OFF), în timp ce Fig. 5-8b prezintă un driver neinversor (Lampa este aprinsă când senzorul este ON). R3 este utilizat în acest circuit pentru a se asigura că tranzistorul se stinge complet când ieșirea senzorului este OFF (și nu absoarbe curent).

Circuitele prezentate mai sus arată câteva comportamente neideale. Prețul plătit prin utilizarea unui tranzistor Darlington este o tensiune de saturație ridicată la ieșire. Tensiunea de saturație colector-emitor a Darlington-ului, chiar când este ON complet, nu va scădea niciodată sub aproximativ 1V. În afară de reducerea tensiunii pentru funcționarea lămpii (rezultând mai puțină luminozitate), aceasta are ca rezultat și o disipare semnificativă a puterii în tranzistor. De exemplu, un curent de 1 Amper în oricare dintre circuitele din Fig. 5-8 va disipa aproximativ 1 W în Q1, eventual necesitând tranzistorul să fie pe radiator.

O altă abordare, de obicei mai bună, este utilizarea unui MOSFET de putere ca driver de lampă. Fig. 5-9 prezintă un driver de lampă inversor utilizând un MOSFET de putere cu canal-N (lampa este aprinsă când senzorul este OFF). Când este comutat complet ON, MOSFET-ul particular prezentat în Fig. 5-9 are o rezistență ON de aproximativ 0,2 Ω și va disipa doar 200 mW cu un curent de sarcină 1A. Sunt de asemenea disponibile și MOSFET-uri cu rezistențe reduse ON, până la valori cuprinse în gama de câțiva miliohmi. Deoarece nu intră curent în poarta unui MOSFET, este posibil să se folosească driverele MOSFET pentru a comuta curenți mari de sarcină, fiind controlate direct de la ieșirea unui senzor digital cu efect-Hall.

Fig. 5-9: Driver de lampă inversor folosind MOSFET de putere.

MOSFET-urile, totuși, au un set propriu de particularități. Primul este că, deoarece sunt dispozitive controlate de tensiune, aveți nevoie de o excursie de tensiune semnificativă la terminalului lor de poartă pentru a le comuta complet ON. În funcție de dispozitiv și de condițiile de funcționare, aceasta variază de obicei între 3 și 12 volți. Dacă R1 a fost legat la o sursă de 5 volți, acest circuit ar funcționa marginal (lampa ar fi luminat slab și MOSFET ar fi fierbinte în stare ON), sau nu deloc. Un remediu pentru această problemă este selectarea unui MOSFET care este proiectat pentru funcționare la tensiuni mici de acționare a porții.

O altă caracteristică a MOSFET-urilor este că porțile lor sunt sensibile la deteriorări chiar de la condiții de supratensiune momentale. Din acest motiv, este obișnuit să se pună o diodă zener sau alt dispozitiv pentru a fixa excursiile maxime de tensiune poartă-sursă. În acest exemplu, a fost selectată o diodă zener de 12V pentru a fixa excursia de tensiune poartă-sursă. Unele MOSFET-uri de putere moderne au, totuși, o valoare maximă a tensiunii poartă-sursă de până la ± 6V și trebuie protejate corespunzător.

O caracteristică finală a MOSFET-urilor care urmează să fie discutate aici este capacitatea porții. Poarta unui MOSFET de putere arată ca un condensator mare, de obicei în gama de 100-10 000 pF. Este adesea recomandabil să punem un rezistor mic (R2) în serie cu poarta, pentru a limita atât la pornire cât și la oprire vârfurile de curent, și pentru a ajuta la prevenirea oscilațiilor.

În ciuda unor aspecte de design suplimentare și neevidente de luat în considerare, pentru multe aplicații de comutare de putere tranzistoarele MOSFET sunt o soluție mai bună decât tranzistoarele bipolare (Darlington sau altceva).

5.11 Relee, solenoizi și sarcini inductive

În timp ce sarcinile rezistive, cum ar fi lămpile cu incandescență, sunt relativ benigne (odată ce se ține cont de curentul de pornire cu filament rece), sarcinile inductive precum relee și solenoizi sunt altă poveste. Dacă ați fi comandat chiar și un releu mic (de ex., o bobină de 12V, 50 mA) cu unul dintre driver-ele de lampă descrise mai sus, circuitul ar fi funcționat probabil câteva cicluri ON-OFF, apoi va înceta funcționarea. Acest lucru se datorează faptului că o sarcină inductivă, cum ar fi bobina unui releu, poate produce vârfuri de tensiune foarte mari (sute sau chiar mii de volți) dacă este brusc comutată OFF. Considerați circuitul din Fig. 5-10a: când bobina releului este alimentată, curentul va curge prin ea. Când bobina este comutată OFF, deoarece bobina releului este un inductor, curentul va continua să încerce să curgă. Bobina va ridica tensiunea la colectorul tranzistorului pentru a încerca să mențină fluxul de curent. Dacă tensiunea la acest punct se întâmplă să fie mai mare decât tensiunea de străpungere nominală a tranzistorului, aceasta tinde să deterioreze tranzistorul. În multe cazuri, acest circuit poate funcționa cu succes de câteva ori și apoi cedează după ce tranzistorul devine suficient de avariat de vârfurile de tensiune multiple.

Fig. 5-10: Comanda unei sarcini releu. Într-un mod care poate deteriora tranzistorul
(a). Protejarea tranzistorul de ieșire cu o diodă zener (b) și o diodă redresoare (c).

Având un circuit care cedează după câteva sau chiar un singur ciclu de operare este clar inacceptabil în majoritatea covârșitoare a aplicațiilor pe care le putem imagina. Există totuși câteva tehnici simple care pot fi folosite pentru a proteja tranzistorul de ieșire de o sarcină inductivă. O modalitate este de a conecta o diodă zener (D1) la colectorul tranzistorului, așa cum se arată în Fig. 5-10b. În timp ce acesta lucrează, este necesar ca dioda zener să poată să disipeze energia stocată în inductor. De exemplu, pentru un releu funcționând la 12V și 250 mA, ați dori să selectați o diodă cu o tensiune zener >12V, să spunem 16V pentru acest exemplu. Dacă alegeți o diodă zener cu tensiune zener mai mică decât tensiunea de alimentare, aceasta va fi comutată ON tot timpul și va conduce continuu curent. Când releul comută OFF, dioda va trebui să manevreze un vârf de curent de 250 mA (curentul releului ON), cu o cădere de 16V (tensiunea zener), rezultând o disipare a puterii de vârf de 4W. În timp ce această disipare a puterii poate fi susținută numai pentru câteva microsecunde, este important ca dioda să se poată descurca (vezi fișele tehnice ale producătorului!). Când luați această abordare, este, de asemenea, important să selectați un tranzistor care are o tensiune de străpungere a colectorului mai mare decât tensiunea de străpungere a diodei zener, sau tranzistorul va fi străpuns pur și simplu înainte ca zenerul să înceapă să conducă. În cazul în care o sarcină inductivă necesită curent mare sau înaltă tensiune, o diodă zener adecvată poate fi dificil de găsit sau excesiv de scumpă.

Un alt circuit de protecție este prezentat în Fig. 5-10c. Când bobina este comutată OFF și tensiunea colectorului crește peste tensiunea de alimentare, dioda D2 va comuta ON, scurtcircuind efectiv bobina. Acest circuit oferă avantajul de a disipa cea mai mare parte a energiei inductorului prin rezistența de înfășurare a inductorului. Această configurație de circuit este numită în mod obișnuit diodă fly-back. Un avantaj suplimentar al utilizării unui circuit de protecție diodă fly-back este faptul că puteți utiliza diode obișnuite, în contrast cu diodele zener. Diode redresoare adecvate pot fi mai puțin costisitoare decât diodele zener de putere și curent nominal comparabile. Există trei cerințe majore pentru diodă. Prima este aceea că poate manipula curentul bobinei; diodele sunt disponibile imediat, care pot gestiona continuu mai mulți amperi. A doua cerință este ca tensiunea de străpungere inversă a diodei să fie mai mare decât tensiunea de alimentare; din nou, diodele cu tensiuni de străpungere inversă de până la câteva sute de volți sunt ușor de găsit și ieftine. Cerința finală este ca dioda să poată comuta ON suficient de repede pentru a menține tensiunea la colectorul tranzistorului de ieșire de la o creștere prea mare. În mod ideal, dioda fly-back va limita tensiunea de colector a tranzistorului la tensiunea de alimentare plus 0,6V (căderea pe diodă). În realitate, tensiunea reală de vârf poate fi oarecum mai ridicată; cât de mult de ridicată este dependentă de caracteristicile bobinei, circuitul driver și dioda fly-back folosite.

5.12 Scheme de reducere a cablurilor

Dacă aveți un număr mare de senzori digitali cu efect-Hall într-un sistem, cablarea și interconectarea pot deveni o problemă gravă din cauza dimensiunilor, a productivității și a costurilor. Această secțiune prezintă câteva abordări pentru reducerea numărului de fire necesare pentru a citi starea senzorului. Compromisul, desigur, este că veți avea nevoie de niște electronice suplimentare.

5.13 Codificarea și serializarea

Dacă se activează numai un singur senzor digital cu efect-Hall dintr-un grup, este posibil să se impună un cod de identificare pe mai multe fire. Fig. 5-11 prezintă o metodă pentru codarea a până la 2^N-1 senzori digitali pe N linii de date. Diodele sunt utilizate pentru a izola liniile de date între ele. Dacă ieșirile fiecărui senzor au fost legate direct la mai multe fire, toate ar fi scurtcircuite împreună, iar schema nu ar funcționa. În timp ce tensiunea de ieșire pe liniile de date va crește până la tensiunea Vcc când este HIGH, ele vor coborî numai la aproximativ 0,7V când este LOW, din cauza căderii de tensiune pe diode. Deoarece tensiunea LOW va fi de aprox. 0,7V, pot fi necesare circuite suplimentare de interfață înainte de a interfața ieșirile cu un microcontroler sau cu alte circuite logice.

Fig. 5-11: Codificarea mai multor senzori digitali cu efect-Hall.

În circuitul precedent, dacă au fost activați mai mulți senzori cu efect-Hall, acesta a avut o ieșire ambiguă. Dacă există posibilitatea ca mai multe dispozitive să poată fi activate simultan, acest circuit nu poate fi utilizat în mod fiabil. În astfel de cazuri, este posibil să adăugați mai multe dispozitive electronice pentru a putea citi dispozitive independente între ele.

Un exemplu de sistem care permite obținerea independentă a senzorilor este prezentat în diagrama bloc din Fig. 5-12.

Fig. 5-12: Multiplexarea registrelor de deplasare serială.

În această schemă, starea tuturor senzorilor cu efect-Hall este citită mai întâi într-un șir de celule de registre de deplasare atunci când linia LOAD este pulsată. Apoi, de fiecare dată când linia SHIFT este pulsată, starea fiecărei celule de registru de deplasare este trecută la cea din dreapta ei. Prin încărcarea stării tuturor senzorilor o dată și apoi prin deplasarea repetată a datelor un bit la un moment, este posibilă citirea secvențială a stării tuturor senzorilor. Avantajul acestei tehnici este că necesită doar cinci fire (VCC, GND, Shift, Load, și Serial Data Out), indiferent de numărul de senzori.

5.14 Codificare digitală-analogică

Dacă aveți o linie de intrare analogică-digitală disponibilă cu care puteți citi starea senzorului, este posibilă și codarea stării mai multor senzori ca semnal analogic. Fig. 5-13 arată cum pot fi codificate ieșirile câtorva senzori digitali într-un singur semnal analogic ponderat-binar, cu adăugarea a câtorva rezistoare.

Fig. 5-13: Codificarea ponderată-binar a senzorilor digitali într-un semnal analogic.

Tabelul 5-1 arată relația dintre stările de ieșire ale fiecărui senzor și tensiunea rezultată la Vo. În acest exemplu, rezistoarele sunt alese să crească cu un factor de doi (ponderare binară) între dispozitivele adiacente, asigurându-se că fiecare combinație este unică. O caracteristică a acestei tehnici este posibilitatea monitorizării independente a stării oricărui senzor din circuit.

Tensiunile observate în orice implementare dată vor fi ușor diferite, variind ca o funcție de toleranța rezistorului și datorită efectelor tensiunii de saturație de ieșire a senzorilor Hall folosiți. Din cauza acestor toleranțe de rezistor și a problemelor de eroare VSAT, numărul de senzori care pot fi codificați împreună, în acest mod, va fi restricționat, cu patru sau cinci probabil reprezentând o limită superioară practică.

Tabelul 5-1. Tensiunea de ieșire vs. de starea senzorului pentru circuitul din Fig.a 5-13.

O altă schemă de codificare digital-analogică poate fi utilizată atunci când trebuie să cunoașteți identitatea primului dispozitiv activat într-un șir de senzori cu ieșire digitală. Acest circuit este prezentat în Fig. 5-14. O aplicație în care acest circuit poate fi utilizat este măsurarea nivelului lichidului. Un flotor care conține un magnet este amplasat astfel încât să se deplaseze peste o linie de senzori, poziția exactă a acestuia depinzând de nivelul lichidului, cum ar fi apa.

Senzorul din extrema dreaptă activat reprezintă nivelul flotorului și, în consecință, nivelul lichidului. Deoarece senzorul din partea dreaptă activat scurtcircuitează lanțul rezistiv la masă, este irelevant dacă sunt activați și senzori de la stânga; tensiunea de ieșire este determinată numai de poziția senzorului din dreapta.

Fig. 5-14: Codificarea senzorului din extrema dreaptă a unui șir ca o tensiune.

Rețineți că în acest circuit, valorile rezistoarelor nu sunt egale; acestea au fost alese astfel încât tensiunea de ieșire să scadă în trepte aproximativ egale. Rezistoarele de valoare egală ar avea drept rezultat o scădere monotonă a tensiunii de ieșire, dar cu dimensiuni diferite ale treptelor între nivelele de tensiune de ieșire. Tabelul 5-2 arată tensiunea de ieșire ca funcție de senzorul activat din dreapta. Ca și în exemplul precedent de codare analogic-digitală, ignorăm efectele toleranței rezistorului și ale tensiunii de saturație de ieșire a senzorului. Dar, cu o selecție corectă a rezistorului, este posibil să se înlănțuie un număr semnificativ de senzori în acest tip de aranjament de detectare "termometru" înainte de a deveni dificil de identificat fiabil ce senzor din lanț este activat.

Tabelul 5-2. Tensiunea de ieșire vs. de senzorul activat în Fig. 5-15.

5.15 Mini-rețele

Un alt mod de a reduce cablajul este de a conecta senzorii împreună prin asocierea fiecărui senzor cu un microcontroler. În ultimii ani, atât costurile cât și dimensiunile pachetelor de microcontrolere au scăzut dramatic. Microcontrolerele sunt acum disponibile pentru mai puțin de 1 USD în cantități moderate și sunt disponibile în pachete SOIC-8 și mai mici.

De exemplu, PIC 10F200 de la Microchip oferă un nucleu de procesor pe 8 biți, 256 de cuvinte de ROM programabil de utilizator și 16 octeți de memorie RAM într-un pachet SOT-23 cu 6 pini, ceea ce îl face efectiv mai mic decât mulți senzori contemporani cu efect-Hall. Tendințele de scădere continuă, atât în ​​ceea ce privește mărimea, cât și costul, fac ca microcontrolerele să devină opțiuni din ce în ce mai atractive pentru a adăuga inteligență necostisitoare la modelele unora.

Fig. 5-15 prezintă organizarea generală a unei rețele simple de senzori. Fiecare senzor cu efect de Hall este asociat cu un microcontroler care poate monitoriza ieșirea senzorului și oferă o interfață pentru o magistrală comună de date. Fiecare combinație senzor-microcontroler este adesea raportată la un nod de rețea. Rețeaua poate fi controlată de o "bus master" centrală, care coordonează transferurile de date sau, alternativ, fiecare nod senzor poate avea capacitatea de a iniția și coordona transferurile de date ca atare - acest din urmă aranjament este adesea numit sistem multi-master.

Fig. 5-15 - Rețea simplă de senzori.

Când cineva se gândește la o rețea de senzori, primele opțiuni care ar putea să vină în minte sunt magistralele de senzori industriali sau Ethernet, cum ar fi Profibus sau Fieldbus. În timp ce aceste rețele au avantajele lor, ele pot necesita o cantitate substanțială de putere de procesare și software pentru a fi efectiv realizate. În scopul reducerii cablării, pot fi folosite adesea protocoale mult mai simple, mai ales dacă ratele de transmisie a datelor sunt relativ scăzute și nu pe distanțe fizice lungi. Exemple de cazuri, în care o astfel de rețea ar putea fi utilizate, sunt într-o mașină de copiat de înaltă performanță sau automobil. Ambele sisteme trebuie să monitorizeze numeroși senzori și să facă acest lucru economic.

Există multe opțiuni disponibile pentru protocoalele de rețea ieftine. Unii dintre factorii majori în selectarea unui protocol de rețea sunt numărul de senzori care trebuie monitorizați, separarea fizică a senzorilor și viteza (lățimea de bandă). Opțiuni disponibile pentru proiectant sunt:

SPI - Dezvoltată de Motorola, această magistrală serială sincronă, simplă de implementat, oferă lărgimi de bandă de până la câțiva megabiți/secundă pe distanțe scurte și este destinată în primul rând pentru a facilita comunicarea între cipurile de pe aceeași placă de circuite. Multe microcontrolere de ultimă generație au hardware încorporat pentru a suporta acest standard, dar la viteze mai mici (câteva zeci de kilobiți/secundă) funcționalitatea SPI poate fi adesea implementată în software.

I²C - Dezvoltat de Philips ca mijloc de a permite ca cipurile de pe aceeași placă să comunice, I2C oferă lărgimi de bandă de până la aproximativ 400 kbiți/sec. I2C oferă mai multă funcționalitate decât SPI, iar multe microcontrolere de tip low-end furnizează de asemenea hardware suport pe chip.

CAN bus - o magistrală relativ sofisticată dezvoltată de Bosch pentru aplicații în domeniul automobilelor. Oferă lărgimi de bandă ridicate și multe caracteristici avansate care o fac potrivită pentru o gamă largă de aplicații. Puține microcontrolere sunt disponibile acum care oferă suport CAN bus, dar în acest moment ele tind să fie relativ scumpe în comparație cu IC-urile senzor cu efect-Hall.

Linbus - Această magistrală a fost recent introdusă ca o modalitate low-cost, low-bandwidth (20 de kbiți/secundă) de monitorizare a senzorilor și de control a dispozitivelor de acționare în automobile. Câteva microcontrolere încep să vină pe piață cu suport hardware specific pentru Linbus. De asemenea, este posibilă implementarea completă a protocoalelor Linbus în software cu o mică cantitate de circuite externe de interfață. Acesta este cu siguranță un standard de urmărit, deoarece acceptarea sa crescândă în industria auto va avea ca rezultat o mulțime de cip-uri ieftine compatibile și suport.

Rețineți că utilizarea unui microcontroler, ca inima unui nod de rețea de senzori, poate oferi multe capabilități. Mai întâi, dacă un convertor analogic-digital este disponibil pe microcontroler, nodul de rețea poate monitoriza ieșirea unui senzor de ieșire-liniară pe lângă dispozitivele digitale de ieșire. Deoarece microcontrolerele oferă în mod obișnuit mai mulți pini I/O, poate fi posibil ca un singur nod să monitorizeze mai mulți senzori - de exemplu, un senzor liniar cu efect-Hall poate fi folosit ca senzor de poziție în timp ce un termistor oferă o citire a temperaturii. În cele din urmă, puterea de procesare a microcontrolerului poate fi utilizată pentru reducerea datelor locale, reducând cantitatea de lățime de bandă necesară pentru transmiterea datelor, precum și cantitatea de putere de procesare necesară unui monitor central.

5.16 Reglarea tensiunii și gestionarea puterii

În timp ce majoritatea senzorilor cu efect-Hall cu ieșire digitală conțin regulatoare de tensiune internă care le permit să funcționeze pe o gamă largă de tensiuni de alimentare, majoritatea senzorilor cu ieșire liniară nu o fac, și necesită o sursă de alimentare reglată pentru o funcționare corectă. Suplimentar, dacă intenționați să utilizați microcontrolere, logică discretă sau multe alte tipuri de circuite suport, puteți găsi că aveți nevoie de o sursă de putere reglată internă pentru ansamblul senzorului, pentru alimentarea acestor alte dispozitive.

Există două abordări fundamentale privind furnizarea unei surse de alimentare reglate; proiectați-o din componente discrete sau cumpărați un regulator integrat sub forma unui circuit integrat gata de utilizare. Cu excepția cazului în care aveți un set foarte neobișnuit de cerințe de proiectare, abordarea "Do-it-yourself" nu este recomandată, deoarece necesită o multitudine de circuite discrete și perspicacitate de proiectare, pentru a oferi o performanță comparabilă cu cea a celui mai ieftin regulator integrat. Din acest motiv, ne vom concentra pe caracteristicile și utilizarea dispozitivelor integrate.

Printre cele mai populare regulatoare de tensiune se numără membrii familiei de regulatoare liniare LM78xx. "Liniar" în contextul unui regulator de tensiune înseamnă că dispozitivul nu conține elemente de comutare și funcționează în mod continuu, fără oscilatoare sau ceasuri de tact. Un tip de regulatoare liniare deosebit de util este 78L05 și variantele sale conexe, care asigură o tensiune de ieșire de 5 V reglată, cu un vârf al curentului de ieșire de 100 mA (pentru multe versiuni). Acest dispozitiv este disponibil atât în carcase TO-92, tranzistor cu trei terminale, cât și în carcase cu montare pe suprafață SOIC-8. Pentru a utiliza una dintre aceste piese, vă asigurați o tensiune de intrare variind de la 8-24V la un pin, legați un alt pin la masa sistemului, și 5V (+ o toleranță specificată) apare pe cel de-al treilea pin. Pentru a reduce nivelele de zgomot și pentru a asigura decuplarea sursei de alimentare, este de asemenea recomandat să conectați mici condensatori de la ambele intrare și ieșire la masă, așa cum se arată în Fig. 5-16.

Fig. 5-16: LM78L05 - Circuitul de reglare a tensiunii liniare 5V.

Deși aceste dispozitive sunt la fel de ușor de utilizat, așa cum a fost descris, ele au anumite caracteristici care trebuie înțelese pentru a le folosi în mod eficient.

Prima este că au limite clare asupra puterii pe care o pot disipa în siguranță. Dacă unul consumă 100 mA de la ieșirea de 5V a unuia dintre aceste dispozitive în timp ce rulează de la o intrare de 24V, regulatorul va disipa aproape 2W de putere, sub formă de căldură.

Disiparea puterii pentru un regulator liniar este aprox. egală cu (VIN -VOUT)xIOUT, neglijând o cantitate mică de putere consumată pentru funcțiile interne de "gospodărire". Aceasta înseamnă că diferențele mari în tensiunile de intrare și de ieșire vor limita sever cantitatea de curent absorbit din dispozitiv. Pentru regulatoarele în carcase mai mici (TO-92, SOIC-8) poate fi ușor de depășit puterea maximă nominală a dispozitivului. Valorile maxime de putere pentru regulatoarele integrate scad, de asemenea, cu creșterea temperaturii ambientale. Din fericire, producătorii acestor dispozitive vor furniza de obicei informații despre reducerea componentei pentru funcționare la temperaturi mai ridicate.

Cea de-a doua caracteristică importantă a acestor dispozitive este că există o tensiune "drop-out" pentru intrare, de sub care se pierde reglajul, iar ieșirea nu este garantată la 5 V (pentru un regulator de 5V). Pentru dispozitivele 78Lxx, această tensiune de drop-out este de obicei specificată ca 2-3V peste tensiunea de ieșire; un regulator de 5V ar începe să "renunțe" la aproximativ 7-8V din tensiunea de intrare. Atunci când este necesară funcționarea de la surse de alimentare mai joase, se poate folosi adesea ceea ce este cunoscut ca regulator low-drop-out, adesea denumit simplu LDO. O familie de astfel de dispozitive este seria TL750 produsă de Texas Instruments.

Aceste dispozitive pot menține reglarea atunci când funcționează cu tensiuni drop-out mai mici de un volt. Un aspect important, atunci când se utilizează multe tipuri de LDO, este că sarcina capacitivă pe ieșirea dispozitivului este un factor critic în menținerea stabilității. Cele mai multe LDO au cerințe foarte specifice pentru valoarea de capacitate cu care ocoliți (by-pass) ieșirile lor, și chiar și tipul de condensator pe care îl utilizați! Dacă puneți prea mult sau prea puțin sau chiar un tip de condensator greșit pe o ieșire a unui dispozitiv dat, poate începe oscilația. Din fericire, producătorii de LDO tind să furnizeze informații foarte specifice despre valori și tipuri acceptabile de condensatoare by-pass în fișele tehnice ale dispozitivelor lor.

Figura 5-17: Comutarea puterii la dispozitive cu efect-Hall.

O altă problemă legată de putere este cea a gestionării energiei. Deoarece majoritatea senzorilor cu efect-Hall consumă câțiva mA de curent în funcționare, ei pot fi dificil de utilizat în sistemele acționate de baterii care trebuie să funcționeze pentru o perioadă mai lungă de timp. O soluție la această problemă este închiderea lor atunci când nu funcționează. Circuitul din Fig. 5-17 oferă o cale de a face acest lucru. Când intrarea de control este la 0V, tranzistorul Q1 și, în consecință, tranzistorul Q2 sunt ambele oprite. Când se aplică 5V la intrarea de control, ambii tranzistori sunt porniți. Deoarece Q2 este un dispozitiv PNP, el poate intra în saturație și introduce o cădere de tensiune relativ mică (< 100 mV) atunci când furnizează cantități moderate de curent (câteva zeci de mA în acest caz). În timp ce această cădere de tensiune mică ar trebui să reprezinte o mică problemă atunci când senzorii digitali cu efect-Hall comută-puterea în acest mod, ar trebui să se ia în considerare atunci când se încearcă utilizarea acestei tehnici pentru comutarea-puterii unui dispozitiv rațiometric cu ieșire-liniară, unde căderea mică în tensiunea de alimentare va fi reflectată ca variații în offset-ul de flux zero și sensibilitate.