În timp ce este posibil să se utilizeze un traductor cu efect-Hall ca instrument de măsurare magnetică, cu numai adăugarea unei surse de alimentare stabile și a unui voltmetru sensibil, aceasta nu este un mod tipic de aplicație. Mai frecvent, traductorul este utilizat împreună cu dispozitive electronice special concepute pentru a-l polariza în mod corespunzător și pentru a efectua o preprocesare a semnalelor rezultate înainte de a le prezenta utilizatorului final. Adăugarea de electronică specifică aplicațiilor oferă o valoare semnificativă, permițând utilizatorului final să vadă sistemul ca o cutie neagră, fără să se preocupe de detaliile privind modul în care este implementat traductorul. Pentru a diferenția un traductor gol de un traductor cu electronică de suport, îl vom numi pe acesta din urmă senzor.

Un senzor minimal cu efect-Hall (Figura 3-1) este alcătuit din trei părți: un mijloc de alimentare sau polarizare a traductorului, traductorul în sine și un etaj de amplificare. Din cauza varietății de aplicații în care sunt utilizați senzorii cu efect-Hall și cerințele lor funcționale la fel de diferite, nu există nici o singură "cale optimă" de a construi chiar și o interfață minimă a traductorului. "Bunătatea" oricărei implementări este o funcție de cât de bine îndeplinește cerințele unei anumite aplicații. Aceste cerințe pot include acuratețea detectării, costul, ambalarea, consumul de energie, timpul de răspuns și compatibilitatea cu mediul. Un gaussmeter de laborator de 4.000 de dolari nu ar fi o bună (sau chiar adecvată) soluție sub capota unei mașini, nici nu ar fi un IC senzor de 20 de cenți o alegere deosebit de bună pentru multe aplicații de laborator; fiecare are propriul domeniu de aplicare pentru care este cel mai potrivit.

Figura 3-1: Componente minime ale sistemului de senzori cu efect-Hall.

3.1 Un model de traductor electric

Pentru a proiecta circuite de interfață bune pentru un traductor, trebuie să înțelegeți cum se comportă traductorul. În timp ce primele două capitole au descris fizica și construcția unui număr de traductoare cu efect-Hall, rămâne încă întrebarea cum se comportă ca element de circuit. Concentrația purtătorului, densitatea curentului și geometria descriu dispozitivul din punct de vedere fizic, dar este nevoie de un model ce descrie modul cum interacționează dispozitivul cu tranzistori, rezistoare, A.O (amplificator operațional) și alte componente dragi proiectanților analogici.

Când se confruntă cu o componentă exotică, cum ar fi un traductor, un proiectant de circuit bun va încerca să construiască un model pentru a descrie acel comportament al dispozitivului, așa cum văd circuitele la care va fi conectat. Din acest motiv, modelul va fi construit de obicei din elemente electronice primare și va fi reprezentat într-o manieră simbolică (schematică). Elementele folosite pot include rezistoare, condensatoare, inductoare, surse de tensiune și surse de curent. Există mai multe avantaje inerente în această abordare:

1) Proiectanții de circuite cred că din punct de vedere al componentelor electronice și un bun model la nivel de circuit pot permite unui proiectant să înțeleagă sistemul. Un model minunat poate oferi unui proiectant de circuit înțelegerea intuitivă la nivel special a sistemului necesar pentru a produce un lucru de primă clasă. Alternativ, un model slab poate da unui proiectant sentimente la nivel special cel mai bine rezolvate cu antiacide.

2) Modele simple la nivel de circuit sunt deseori maleabile analitic. Derivarea unui set de relații analitice de formă închisă poate permite proiectarea deliberată pentru a întruni un set de obiective și constrângeri, spre deosebire de proiectarea printr-o procedură de iterație, generare și testare.

3) Circuitele pot fi analizate automat pe un calculator, printr-un număr de programe de simulare a circuitelor disponibile în comerț (de exemplu, SPICE). În mâinile unui proiectant calificat, utilizarea acestor instrumente poate duce la modele robuste și eficiente. Dimpotrivă, în mâinile unor proiectanți necalificați, utilizarea lor poate avea ca rezultat modele mediocre atinse prin încercare-și-eroare (cunoscută și ca metoda de proiectare prin forță brută și ignoranță).

Figura 3-2 prezintă modelul prezentat inițial în ultimul capitol. Se compune din patru rezistoare și două surse de tensiune controlate. Modelul descrie rezistențele de intrare și ieșire ale traductorului, precum și sensibilitatea acestuia ca funcție de tensiunea de polarizare.

Figura 3-2: Model electric simplu de traductor cu efect-Hall.

Cele patru rezistoare descriu rezistențele de intrare și ieșire ale traductorului. În cazul unui traductor cu simetrie în patru direcții, toate rezistoarele sunt egale. Sursele de tensiune modelează sensibilitatea traductorului sau câștigul, care este o funcție liniară de tensiunea de polarizare și câmpul magnetic aplicat. Diferitele variabile și constante din acest model sunt definite după cum urmează:

VB+, VB- Tensiunea de polarizare
S Sensibilitate în Vo/B*Vi
B Densitatea fluxului magnetic
Rm Rezistența de intrare
ROUT Rezistența de ieșire

Deși acest model este o simplificare grosieră, acesta va expune suficiente atribute electrice ale unui traductor pentru a fi util ca un ajutor pentru proiectarea circuitelor de interfață. Iată câteva dintre principalele ipoteze și limitări:

• Linearitatea magnetică; nu există efecte de saturație la câmpul înalt.

• Coeficienții de temperatură sunt ignorați.

• Nu există un offset la flux zero.

• Rezistența măsurată între terminalele adiacente este neimportantă pentru multe aplicații; modelarea corectă ar complica inutil modelul.

• Un senzor real cu efect-Hall este un dispozitiv pasiv; acest model conține elemente ce produc energie. Presupunem că această putere suplimentară este suficient de mică pentru a o ignora.

• Traductorul este simetric; terminalele de detecție sunt plasate la jumătatea drumului de-a lungul dispozitivului.

3.2 Un model pentru simulare pe computer

Modelul prezentat în ultima secțiune poate fi ajustat astfel încât să fie potrivit pentru simulare de către SPICE (program de simulare cu accent pe circuit integrat) sau un alt program de simulare a circuitelor. Trebuie adăugate câteva detalii suplimentare atât pentru a o face mai specifică, cât și pentru a se încadra în viziunea SPICE asupra lumii. Deoarece SPICE nu gestionează direct cantitățile de câmp magnetic, fluxul magnetic este reprezentat de o intrare de tensiune a modelului. SPICE mai cere ca utilizatorul să definească topologia circuitului numerotând fiecare nod electric în circuit. Dacă utilizați un program de captare schematică grafică pentru introducerea circuitelor, calculatorul numerotează automat nodurile. Acest lucru poate fi un avantaj major, mai ales atunci când se simulează circuite mari. Figura 3-3 prezintă circuitul compatibil SPICE, cu noduri electrice numerotate.

Reglajele majore ale modelului sunt de a asigura controlul utilizatorului asupra unui câmp magnetic aplicat. Acesta este motivul pentru care sunt nodul 5 și rezistorul RB. Atunci când un circuit conectat prezintă o tensiune la nodul 5, această tensiune este interpretată ca intrare gauss la senzor. Rezistorul la masă este doar pentru a garanta că nodul are o cale spre masă. Acest lucru se face din motive de stabilitate numerică; nu are nici o funcție în circuit, alta decât să facă circuitul mai ușor pentru SPICE pentru a simula.

Figura 3-3: Model electric adaptat pentru SPICE.

Această schemă poate fi acum tradusă în limbaj SPICE și ambalată ca un subcircuit. Din cauza numărului de variante comerciale de SPICE care au evoluat în ultimii ani, vom folosi un set minim de caracteristici, astfel încât să oferim un model cu cel mai mic numitor comun. Conform cu această filozofie, sursele controlate (EOUT1 și EOUT2) sunt modelate ca funcții polinomiale multidimensionale de V5 și V1-V2. Unele versiuni de SPICE vă vor permite să specificați câștigul sursei algebric (de ex. V(5)*(V(1) -V(2))), dar această caracteristică nu este susținută uniform.

Porturile I/O ale utilizatorului subcircuitului sunt:

Noduri 1, 2: conexiuni de polarizare (+ și -)
Noduri 3, 4: conexiuni de ieșire (+ și -)
Nod 5: intrarea de câmp magnetic (1 gauss/Volt)

Pentru a termina acest exemplu și a-l face un model complet, vom folosi câțiva parametri ai traductorului FW Bell BH-200:

• • Sensibilitate = 40 μVo/G-Vin

  • Rin = 2,5 Ω

  • ROUT = 2 Ω

Codul SPICE rezultat este afișat în Lista 3-1.

Lista 3-1: Model simplu SPICE pentru traductorul cu efect-Hall BH200.

Acest model SPICE oferă următoarele caracteristici:

• Rezistența de intrare și ieșire

• Un control pentru fluxul aplicat, prin pinul 5

• Tensiunea de ieșire, atât ca funcție de tensiunea de polarizare cât și de câmpul aplicat

Pentru a face o simplă ilustrare, am lăsat în mod deliberat afară o serie de caracteristici relativ utile ale acestui model. Coeficienții de temperatură ai rezistenței și sensibilității, de exemplu, nu sunt modelați în fișierul de intrare SPICE de mai sus. SPICE este capabil să simuleze comportamentul dependent de temperatură, cu condiția să mergeți la probleme pentru a construi un model adecvat. Pentru multe, dacă nu chiar majoritatea, scopuri, totuși, nivelul de detaliu prezentat în acest model va fi suficient pentru evaluarea majorității circuitelor prezentate în acest capitol. Ca în cazul oricărui model pe computer, distanța parcursă real poate varia, în funcție de modul în care îl folosiți (sau abuzați).

3.3 Polarizarea în mod-tensiune

Una dintre principalele dihotomii în proiectarea unui senzor cu efect-Hall este modul de polarizare a traductorului. Acesta poate fi acționat fie de o sursă de tensiune constantă, fie de o sursă de curent constant; ambele moduri au avantajele și dezavantajele lor. Vom analiza mai întâi circuitele pentru polarizarea unui traductor cu o sursă de tensiune-constantă.

Figura 3-4: Senzor cu efect-Hall în mod-tensiune.

Figura 3-4 prezintă aranjamentul de bază al unui senzor cu efect-Hall polarizat de tensiune. Există o referință de tensiune, un buffer, un traductor și un amplificator. Una dintre trăsăturile cheie ale acestei arhitecturi este că, pentru majoritatea aplicațiilor, coeficientul de temperatură al sensibilității traductorului va fi suficient de mare pentru a trebui fi compensat. Acest lucru se poate face în unul din două moduri. Primul este de a face ca temperatura sursei de tensiune să fie dependentă, astfel încât să se obțină un nivel de ieșire constant de la traductorul cu efect-Hall. A doua metodă este de a face ca amplificarea să devină dependentă de temperatura amplificatorului, astfel încât să poată compensa câștigul variabil cu temperatura al semnalului traductorului. Deși fiecare metoda poate fi făcută pentru a funcționa, vom examina cazul când tensiunea de antrenare este menținută constantă cu temperatura.

Un circuit de polarizare simplu, dar funcțional este prezentat în figura 3-5a. O referință de tensiune, în acest caz un dispozitiv de tip REF-02, acționează un A.O. repetor pentru a asigura o tensiune stabilă (+5V) pentru a polariza traductorul cu efect-Hall. Când este construit din A.O. disponibile comun, cum ar fi LM324 sau TL081, acest circuit poate furniza câțiva miliamperi la ieșire, ceea ce îl face adecvat pentru utilizarea cu traductoare de rezistență ridicată (Rin > 1 kΩ ).

Figura 3-5: Circuite de polarizare cu tensiune pentru
traductoarele cu curent scăzut (a) și cu curent ridicat (b).

Traductoarele bulk și cu peliculă-subțire, de multe ori, pot necesita 100-200 mA pentru performanțe optime. Pentru a polariza aceste dispozitive, poate fi utilizat circuitul driver din figura 3-5b. Adăugarea tranzistorului la ieșirea A.O. crește capacitatea efectivă de ieșire a curentului. Când utilizați acest circuit, există câteva probleme pe care să le aveți în vedere. În primul rând, este dacă tranzistorul are sau nu câștig suficient de curent (denumit beta sau β). Curentul maxim de ieșire capabil să fie extras din emitorul tranzistorului este limitat de curentul maxim de ieșire al A.O. înmulțit cu β tranzistorului.

O altă problemă potențială asociată cu acest circuit este cea a disipării de putere în tranzistor. De exemplu, dacă traductorul trage 100 mA cu numai 0,2 V tensiune de polarizare, acesta disipă numai 20 mW. Tranzistorul de acționare, totuși, dacă colectorul este conectat la o sursă de 5V, va disipa aproape 500 mW de energie. Puterea maximă disipată în tranzistor trebuie să fie anticipată în proiectare și ar trebui să fie un factor în selectarea tranzistorului, precum și pentru a determina ce tip de radiator de căldură suplimentar este necesar, dacă este cazul.

În cele din urmă, în oricare dintre circuitele din Figura 3-5, stabilitatea poate deveni o problemă, în special dacă traductorul este acționat la capătul unei lungimi de cablu. Adăugarea unei capacități parazite sau, în unele cazuri, a tranzistorului suplimentar din figura 3-5b, poate provoca o oscilație a curentului de polarizare. Deoarece stabilitatea unui circuit dat depinde de multe variabile, nu există o soluție simplă pentru toate dimensiunile. Circuitul din figura 3-6 prezintă o abordare care este adesea utilă atunci când acționați sarcini la capătul unor lungi cabluri. Acest circuit funcționează prin oferirea de căi de feedback separate de sarcina cablului și de ieșirea A.O. Valorile exacte necesare pentru componentele (RF, CF, Ro) din jurul A.O. vor depinde de detaliile aplicației și de A.O. ales. Pentru un A.O. de uz general, cum ar fi TL081, setarea RF la 100 kΩ, CF la 100 pF și Ro la 100 Ω este un bun punct de pornire pentru experimentare în multe cazuri.

Figura 3-6: Circuit pentru antrenarea sarcinilor capacitive.

Toate circuitele de polarizare de mai sus au ca rezultat o mică tensiune de ieșire Hall diferențială care se deplasează pe o tensiune de mod-comun destul de mare în mod obișnuit; anume jumătate din tensiunea de polarizare. Semnalul de mod-comun este media celor două tensiuni de ieșire, în timp ce diferențiala este diferența. În cazul unui traductor cu efect-Hall, semnalul diferențial este cel care transportă informația de măsurare. În timp ce este posibil să se măsoare un mic semnal diferențial transmis pe un semnal DC de mod comun mare, recuperarea semnalului este mai ușoară dacă nu are de a face cu un semnal de mod comun mare. Circuitul din Fig. 3-7 rezolvă această problemă prin polarizarea simetrică a traductorului. Dacă terminalele de detecție ale traductorului se află la jumătatea distanței dintre terminalele de polarizare, furnizarea unei polarizări la +V și -V va determina tensiunea de ieșire în mod-comun să fie zero. Tensiunea de ieșire Hall va oscila în acest caz simetric în jurul valorii de zero volți, în cazul componentelor potrivite în mod ideal. În realitate, această schemă nu va elimina complet tensiunea de mod-comun de la traductor, dar o va reduce la nivele foarte scăzute.

Figura 3-7: Circuit de polarizare simetrică.

O problemă frecvent întâlnită când acționați un traductor cu efect-Hall în modul tensiune-constantă este căderea de tensiune de-a lungul firelor lungi. Această problemă devine extrem de acută atunci când sarcina necesită o cantitate semnificativă de curent. În timp ce o soluție este pur și simplu să folosiți fire mai groase, acest lucru nu este întotdeauna nici fezabil, nici de dorit. O altă opțiune este folosirea unui circuit de polarizare forță-sesizare. Într-un circuit de tip polarizare forță-sesizare, sunt folosite patru fire pentru a asigura tensiunea de polarizare a traductorului. Două dintre fire sunt utilizate pentru a furniza tensiunea pozitivă și retur (conductorii de forță), în timp ce restul de doi (conductorii de detecție) sunt utilizați pentru a măsura tensiunea care este de fapt furnizată traductorului.

Deoarece există o cantitate nesemnificativă de curent care circulă pe conductorii de sesizare, nu există o cădere semnificativă a tensiunii de-a lungul acestora și ele pot fi folosite pentru a măsura cu precizie tensiunea de polarizare a traductorului. Figura 3-8 prezintă un circuit de polarizare forță-sesizare folosind un amplificator diferențial (Gain = 1) pentru a măsura tensiunea pe traductor. Acest circuit va trimite VREF pe terminalele de polarizare a traductorului, chiar dacă se înregistrează căderi semnificative de tensiune (~ 1V) de-a lungul conductorilor de forță.

Figura 3-8: Circuit de polarizare cu 4 fire.

Rezistoarele R1 și R2 se află în acest circuit pentru a se ocupa de starea în care unul dintre conductorii de sesizare este deconectat accidental. Dacă se întâmplă această situație, amplificatorul diferențial va măsura încă tensiunea aplicată pe conductorul de forță. Acest lucru împiedică A.O. să depășească și, eventual, să deterioreze traductorul în cazul unei conexiuni de sesizare rupte.

Este posibil să se construiască și un circuit de polarizare forță-sesizare cu un singur A.O., așa cum se arată în Fig. 3-9. Performanța bună în acest circuit, totuși, depinde în mare măsură de gradul în care valorile tuturor rezistoarelor RA se potrivesc reciproc.

Deoarece tehnicile de forță-sesizare sunt utilizate în mod normal atunci când traductorul este la o anumită distanță de sursa de polarizare, stabilitatea devine din nou o problemă. Circuitele din figurile 3-8 și 3-9 vor necesita, cel mai probabil, unele modificări pentru a fi utilizate cu succes în practică cu A.O. și amplificatoare diferențiate disponibile în mod obișnuit.

Figura 3-9: Circuit detectare-forță implementat cu un singur A.O.

3.4 Polarizarea în mod-curent

O altă modalitate de a polariza un traductor cu efect-Hall este să-l alimentați cu un curent constant; acest mod de funcționare are ca rezultat o tensiune de ieșire Hall cu un coeficient de temperatură de ordinul a 0,05%/^oC față de 0,3%/^oC obținut cu polarizare de tensiune-constantă. Pentru multe aplicații, tempco obținut cu polarizarea de curent-constant este suficient de scăzut pentru a nu fi necesară o corecție suplimentară. Un avantaj suplimentar este obținut atunci când utilizați cabluri lungi; deoarece curentul nu "se scurge" din fire, până la un grad apreciabil în cele mai multe circumstanțe, polarizarea în mod-curent nu necesită, în mod obișnuit, niciun fel de aranjament forță-sesizare pentru a fi utilizat cu sursa de polarizare.

Figura 3-10: Circuit de polarizare cu curent-constant.

Există mai multe moduri de a construi surse de polarizare cu curent-constant pentru un traductor cu efect-Hall. Metoda cea mai simplă este utilizarea unui rezistor cu valoare mare (R) în serie cu o sursă de tensiune constantă, așa cum se arată în Fig. 3-10. În timp ce un astfel de aranjament este ușor de realizat și ieftin, menținerea unui curent constant de polarizare necesită ca sursa de tensiune să fie mult mai mare decât tensiunea de polarizare a traductorului. În timp ce acest aranjament poate fi util în cazul traductoarelor-bulk care deseori funcționează cu o tensiune de polarizare de sub un volt, poate necesita surse de tensiune excesiv de mare atunci când sunt utilizate cu dispozitive integrate, care pot necesita mai mulți volți de polarizare.

Utilizarea electronicii active permite construirea de surse de curent stabile care nu necesită tensiuni de mare stabilitate. Fig. 3-11 prezintă trei topologii comune de circuite.

Figura 3-11: Surse de curent constant. Transistor (a) A.O. (b) A.O. cu tranzistor la ieșire (c).

Circuitul din Fig. 3-11a operează prin stabilirea unei tensiuni la baza tranzistorului, determinată aprox. de VB = VREF·RB /(RA+RB). Acest lucru duce la o tensiune a emitorului cu aproximativ 0,6V mai mică, care apoi stabilește curentul prin Rs. Sarcina (traductorul) din colector nu afectează în mod semnificativ cantitatea de curent tras prin colector, presupunând că tensiunea de colector este mai mare decât tensiunea emitorului, astfel încât tranzistorul să nu fie saturat. Curentul de colector este dat aproximativ de:

Această relație va fi substanțial adevărată dacă sunt îndeplinite două condiții. Prima este că tensiunea pe Rs este mai mare de 0,6V; acest lucru va minimiza efectele variației VBE a tranzistorului (VBE variază atât cu curentul cât și cu temperatura, între tranzistoare individuale). A doua condiție este ca (Rs·β) >> ((RA·RB)/(RA+RB)). Dacă această condiție este încălcată, baza va încărca rețeaua de divizare RA/RB și curentul de ieșire poate să fie semnificativ redus.

Circuitul din figura 3-11b utilizează feedback pentru a regla curentul. La măsurare activă, curentul trece prin Rs și, prin urmare, prin traductor, A.O. poate regla tensiunea sa de ieșire pentru a obține curentul dorit. Curentul este dat pur și simplu de VREF/Rs, iar dacă A.O. are capacități suficiente de acționare (curent și tensiune), curentul de polarizare va rămâne aproape constant cu temperatura. Capabilitățile de antrenare a curentului de ieșire ale acestui circuit pot fi mărite prin adăugarea unui tranzistor la ieșirea A.O., în mod similar cu cel prezentat anterior în Fig. 3-5b.

A treia sursă de curent apare în Fig. 3-11c. Acest circuit adaugă controlul activ cu feedback al unui A.O. la circuitul din Fig. 3-11a. Curentul rezultat este aproximativ VREF/Rs, cu o eroare mică (1-5%) rezultată din alimentarea curentului de bază prin emitor și în rezistorul de detecție. Adăugarea de feedback face ca acest circuit să fie mult mai puțin sensibil la variația în tranzistor cauzată atât de diferențele dintre dispozitive, cât și de efectele temperaturii, comparativ cu circuitul din Fig. 3-11a.

O caracteristică a tuturor circuitelor de mai sus este aceea că traductorul "plutește" în raport cu masa, ceea ce înseamnă că nici un terminal nu este împământat. Traductorul din Fig. 3-11a și 3-11c este în esență "suspendat" de șina de alimentare pozitivă. Traductorul din Fig. 3-11b plutește la un punct nedeterminat între masă și șina de alimentare pozitivă. Un circuit numit sursă de curent Howland poate fi folosit pentru furnizarea curentului la o sarcină raportată la masă. Fig. 3-12 prezintă sursa de curent Howland.

Figura 3-12: Sursa de curent Howland.

Pentru a obține o bună performanță cu o sursă de curent Howland, rezistoarele RA trebuie să fie bine potrivite și cu o valoare semnificativ mai mare decât rezistența sensibilă Rs. Curentul de ieșire este dat de VREF/Rs.

3.5 Amplificatoare

Cu traductorul corect polarizat, se obține un mic semnal de tensiune diferențială de la bornele de ieșire, adesea suprapus pe un semnal DC mare de mod comun. Funcția amplificatorului este să amplifice acest semnal diferențial mic, în timp ce rejectează semnalul mare de mod-comun. Circuitul fundamental pentru realizarea acestei sarcini este amplificatorul diferențial (Figura 3-13), cunoscut și ca un amplificator de instrumentație (sau in-amp).

Figura 3-13: Amplificator de instrumentație.

Un amplificator diferențial tipic are un terminal de intrare pozitivă și unul negativă și un terminal de ieșire. Simbolul schematic, din nefericire, pare foarte asemănător unui A.O., ceea ce duce uneori la un pic de confuzie. Unele amplificatoare diferențiale au un terminal suplimentar de intrare de referință, la care se raportează tensiunea de ieșire. Pentru majoritatea aplicațiilor, acest terminal va fi legat la masă. Ideal, tensiunea de ieșire este diferența dintre cele două tensiuni de intrare. Deoarece nu sunt încă disponibile dispozitive ideale, trebuie făcute unele compromisuri între diferite caracteristici de performanță pentru a obține un amplificator care să se potrivească nevoilor dumneavoastră. Unii dintre parametrii cheie pentru amplificatoarele diferențiale sunt:

• • Câștigul diferențial

  • Stabilitatea câștigului

  • Tensiunea offset de intrare

  • Curentul de polarizare a intrării

  • Rejecția de mod-comun

  • Lățimea de bandă

  • Zgomotul

Câștigul diferențial este câștigul prin care amplificatorul amplifică diferența dintre semnalele de intrare. În timp ce există amplificatoare monolitice de instrumentație care au câștiguri fixe, acest parametru este adesea reglabil de utilizator în limite largi, cu intervale de 1000:1 disponibile uzual.

Stabilitatea câștigului. Se utilizează un amplificator de instrumentație pentru a obține un câștig corect, iar acesta este una dintre caracteristicile care le diferențiază de cel mai comun A.O., care are un câștig foarte mare (> 50.000), dar nu foarte bine controlat. Chestiunile cheie legate de stabilitatea câștigului se concentrează pe acuratețea inițială (eroare de câștig %) și stabilitatea la temperatură (% drift/⁰C)

Tensiune offset de intrare. Aceasta este o mică tensiune de eroare care este adăugată la semnalul de intrare diferențială de către amplificatorul de instrumentație. Rezultă din variațiile de fabricație ale construcției interne a amplificatorului. Tensiunea de offset este înmulțită cu câștigul, împreună cu semnalul de interes și poate fi o sursă semnificativă de eroare de măsurare.

Curentul de polarizare a intrării. Intrările ampl. de instrumentație vor trage o cantitate mică de curent de intrare. Cantitatea este foarte dependentă de tehnologia utilizată pentru implementarea amplificatorului. Dispozitivele utilizând tranzistoare bipolare în etajele lor de intrare tind să tragă curenți de intrare în gama nanoamperi, în timp ce cele bazate pe tranzistoare cu efect-câmp (FET-uri) vor tinde să tragă curenți de polarizare de intrare în gama de picoamperi sau chiar femtoampere (10^-15). Deoarece amplificatoarele de instrumentație cu intrare FET au curenți de polarizare mai mici decât cele bipolare, tensiunile offset de intrare sunt de obicei mai mari, ceea ce înseamnă că trebuie luată o decizie de compromis pentru a determina ce tehnologie să utilizeze pentru o aplicație dată.

Rejecția de mod-comun. În timp ce scopul unui amplificator diferențial este de a amplifica doar diferența dintre semnalele de intrare, el trece și unele dintre componentele de mod-comun, sau mediate ale semnalului de intrare. Capacitatea unui amplificator dat de a ignora media celor două semnale de intrare se numește raportul de rejectare a modului-comun sau CMRR. Acesta este definit ca raportul dintre câștigul diferențial (Avd) și câștigul de mod comun (Avc) și, ca multe alte lucruri electrice, este adesea exprimat logaritmic în decibeli:

Rapoarte de rejectare a modului-comun de 80-120 dB (10.000-100.000) pot fi ușor obținute prin utilizarea amplificatoarelor de instrumentație monolitice. În plus, CMRR pentru multe dispozitive crește când câștigul crește.

Lățime de bandă. Cu excepția cazului în care sunteți interesat doar de variația foarte lentă a semnalelor, probabil veți fi preocupați de răspunsul în frecvență sau de lățimea de bandă a amplificatorului. Acest lucru este specificat în mod obișnuit ca produsul câștig-lățime de bandă (GBP). În termeni grosieri, produsul câștig-lățime de bandă poate fi definit ca produsul câștigului cu frecvența maximă la care puteți obține acest câștig. Pentru multe tipuri de amplificatoare, GBP este aproximativ constant pe o gamă largă de frecvențe. De exemplu, un amplificator cu un GBP 1-MHz poate furniza 1 MHz lățime de bandă, la un câștig de 1, sau invers, numai 1000 Hz de lățime de bandă la un câștig de 1000. Figura 3-14 arată modul în care câștigul acestui amplificator ipotetic de 1- MHz variază atunci când este setat la câștiguri diferite.

O avertizare, totuși, este că un amplificator nu blochează pur și simplu semnalele dincolo de răspunsul său în frecvență; răspunsul se degradează lent. Pentru aplicațiile de precizie, veți dori să alegeți lățimea de bandă astfel încât să fie cel puțin un factor de 5-10 mai mare decât cea a semnalului care vă interesează. Deci, în cazul unui amplificator cu un câștig de 1000, ce amplifică semnale cu informații utile de până la aproximativ 1000 Hz, este posibil să doriți să utilizați un amplificator de instrumentație cu un GBP de 5 până la 10 MHz pentru a păstra integritatea semnalului.

Figura 3-14: Răspunsul în frecvență al amplificatorului de instrumentație vs. câștig.

Zgomot. În plus față de zgomotul de la traductor, un amplificator va adăuga un zgomot propriu. Deși sursele zgomotului amplificatorului sunt complexe și depășesc scopul acestui text, acesta poate fi modelat ca un amplificator fără zgomot, cu surse de zgomot de tensiune și curent la intrare, așa cum se arată în Figura 3-15. Deoarece zgomotul din sursa de curent este convertit în tensiune de impedanța sursei, în final apare ca zgomot de tensiune. Pentru o impedanță de intrare dată R, zgomotul total al amplificatorului este dat de:

Zgomotul este specificat pe o anumită lățime de bandă și este dat, de obicei, în V√Hz pentru zgomot de tensiune și A/√Hz pentru zgomot de curent. Ca și în cazul zgomotului traductorului, cu cât este mai mare lățimea de bandă examinată, cu atât va fi mai mare zgomotul văzut. (Vezi Figura 3-15.)

Tehnologiile diferite oferă compromisuri diferite între magnitudinea surselor de zgomot de tensiune și curent. Amplificatoarele de intrare bipolare au tendința de a avea zgomot de tensiune mic și zgomot de curent ridicat, în timp ce amplificatoarele care utilizează tehnologia FET tind să aibă zgomot de tensiune mai mare și zgomot de curent mai scăzut. Alegerea tehnologiei este complexă și este dictată atât de cerințele tehnice, cât și de economia unei aplicații. Totuși, ca regulă generală, amplificatoarele de intrare bipolare au tendința de a da performanță mai bună de zgomot cu traductoare de impedanță redusă (< 1 kΩ), în timp ce dispozitivele de intrare FET contribuie cu mai puțin zgomot atunci când sunt utilizate cu surse de impedanță mai mari. Tabelul 3-1 enumeră tensiunea și parametrii de zgomot ai câtorva A.O. disponibile în mod obișnuit.

Figura 3-15: Model de zgomot al amplificatorului.

Tabelul 3-1: Performanța tipică de zgomot a diferitelor amplificatoare operaționale la 1 kHz.

3.6 Circuite de amplificare

Deși există un număr de tehnici pentru construirea amplificatoarelor diferențiale, una dintre cele mai simple este utilizarea unui A.O. și a câtorva rezistoare discrete așa cum se arată în Figura 3-16.

Figura 3-16: Amplificator diferențial.

Acest circuit oferă o tensiune de ieșire (în raport cu masa) care este proporțională cu diferența dintre tensiunile de intrare. Tensiunea de ieșire este dată de:

În cazul ideal în care rezistoarele RA sunt egale, rezistoarele RB sunt egale și se utilizează un A.O. ideal, câștigul de mod-comun este zero. În cazul mai realist când rezistoarele nu sunt exact egale, câștigul de mod-comun este funcție de nepotriviri; cu cât este mai mare nepotrivirea, cu atât mai mare câștigul de mod-comun și cu atât mai puțin eficace va fi amplificatorul diferențial la rejecția semnalului de intrare de mod-comun. Pentru un amplificator diferențial construit cu rezistoare de precizie de 1%, se poate aștepta un CMRR de ordinul a 40-60 dB (100-1000).

O caracteristică a acestui amplificator diferențial este aceea că impedanța de intrare este determinată de rezistoarele RA și RB. În situațiile în care acest circuit este utilizat cu un traductor cu o impedanță de ieșire comparabilă, pot rezulta erori severe de câștig din solicitarea amplificatorului de către traductor. O modalitate pentru această probleme este de a buffer-a intrările cu repetoare cu câștig-unitate, așa cum se arată în figura 3-17a. Acest circuit poate furniza impedanțe de intrare foarte mari, mai ales atunci când sunt implementate cu A.O. cu intrare FET.

Figura 3-17: Amplificatoare diferențiale cu trei A.O., simplu buffer-at (a) clasic (b).

Figura 3-17b prezintă amplificatorul de instrumentație "clasic" cu trei A.O. În acest circuit, A.O.-urile de intrare oferă intrări cu impedanță ridicată, dar ele oferă, de asemenea, un etaj suplimentar de câștig diferențial. Câștigul de mod-comun al acestui prim etaj este unitar, dar câștigul diferențial este dat de:

Notați că în circuit există un singur Rc. Realizarea acestei rezistențe variabile permite reglarea unică a câștigului amplificatorului.

Odată cu adăugarea etajului final, câștigul diferențial al amplificatorului de instrumentație complet este dat de:

Circuitul din Fig. 3-17b utilizează două etaje de câștig, oferind un număr de avantaje semnificative față de circuitele din Fig. 3-16 și 3-17a. În primul rând, permite construirea unui amplificator de instrumentație cu câștig mai mare pentru o anumită gamă de rapoarte de rezistențe. Apoi, prin împărțirea câștigului în două etaje, acesta oferă răspuns în frecvență mai înalt pentru un câștig dat.

În sfârșit, din cauza câștigului diferențial furnizat în primul etaj, devine posibil să se construiască amplificatoare cu nivele mult mai ridicate de rejecție de mod-comun, în special la câștiguri mai mari.

În timp ce există mai multe modalități de a obține amplificatoare diferențiale, poate că cel mai simplu este să le cumpărați pur și simplu; un număr de producători furnizează în prezent dispozitive de foarte bună calitate, la prețuri rezonabile. Un exemplu de astfel de dispozitiv este AD627. Fig. 3-18 arată modul în care dispozitivul poate fi cuplat. Numai o componentă externă, un rezistor (RG) pentru stabilirea unui câștig, este necesară pentru funcționare. Ca în cazul oricărui circuit analogic de precizie, decuplarea sursei de alimentare locale (aici, furnizată de condensatorul CB) este, uzual, o idee bună.

Figura 3-18: Conexiuni externe pentru amplificatorul de instrumentație monolit AD627.

Pe lângă reducerea numărului de componente, utilizarea dispozitivelor monolitice oferă multe avantaje de performanță. Unii dintre parametrii cheie ai lui AD627 (versiunea "A" pentru funcționare de 5V la 25^oC sunt enumerați în Tabelul 3-2:

Tabelul 3-2: Parametrii cheie ai amplificatorului de instrumentație AD627A.

Proiectarea unui amplificator de instrumentație cu acest nivel de performanță, utilizând A.O. și rezistoare discrete ar fi un proiect dificil, mai ales la un cost mai mic sau egal cu cel al AD627. Pentru multe aplicații, utilizarea unui amplificator de instrumentație monolit gata de folosit va fi cel mai rentabil pentru atingerea unui nivel dorit de performanță.

3.7 Compensarea analogică a temperaturii

Deși este posibil să se facă surse de tensiune, surse de curent și amplificatoare cu un grad ridicat de stabilitate a temperaturii, este dificil să se obțină această caracteristică într-un traductor cu efect-Hall. Chiar dacă traductorul furnizează un câștig mai constant față de temperatură atunci când este polarizat cu curent constant (0,05%/^oC) față de tensiune constantă (0,3%/^oC) multe aplicații necesită nivele mai ridicate de stabilitate.

Figura 3-19: Amplificator cu compensare de temperatură.

O metodă de creștere a stabilității cu temperatura este utilizarea unui amplificator cu un câștig dependent de temperatură. Figura 3-19 prezintă o astfel de implementare bazată pe un A.O. și un termistor, într-o configurație inversoare. Pe măsură ce crește temperatura, valoarea termistorului scade, determinând creșterea câștigului. Deoarece răspunsul la temperatură ale majorității termistoarelor este foarte neliniar, este adesea imposibil să se obțină un răspuns dorit exact câștig-temperatură pentru orice combinație de rezistoare și termistoare. Câștigul pentru acest circuit ca funcție de temperatură este dat de:

Cel mai bun lucru care se poate face în mod obișnuit este obținerea unei potriviri exacte la două temperaturi de referință predeterminate, cu un anumit grad de eroare la temperaturi intermediare. O procedură pentru proiectarea acestui tip de circuit, dat fiind un set de câștiguri dorite și un termistor dat, este după cum urmează:

1) Determinați temperaturile la care se dorește potrivirea exactă (T1, T2)
2) Determinați câștigul la T1 și T2 (G1, G2)
3) Determinați rezistența termistorului la T1, T2 (RT1, RT2)
4) Calculați RA cu:

Procedura de mai sus presupune că se dorește un coeficient de temperatură pozitiv al câștigului, iar rezistorul are un coeficient de temperatură negativ. Notați că vor exista unele cazuri pentru care nu există o soluție viabilă (de obicei indicată de o valoare negativă pentru RA sau RB) și altele pentru care soluția poate fi inacceptabilă (adică valorile rezistorului sunt prea mici sau prea mari).

Exemplu:

Proiectați un circuit pentru a oferi un câștig de -9 la 0^°C și -11 la 50^°C. Termistorul utilizat are o rezistență de 32,65 kΩ la 0^°C și 3,60 kΩ la 50^°C. (Acest grad de variație a rezistenței nu este deloc neobișnuit într-un termistor, dispozitivul utilizat în acest exemplu este un 10 kΩ (nominal @ 25^oC, dispozitiv de curbă "J").

G1 = -9
G2 = -11
RT1 = 32,65 kΩ
RT2 = 3,60 kΩ

Tabelul 3-3 prezintă câștigul acestui circuit pentru mai multe temperaturi și abaterea de la o aproximare de linie dreaptă (% eroare).

Tabelul 3-3: Performanța amplificatorului cu compensare termică.

Deși amplificatoarele cu compensare de temperatură pot fi utile în anumite situații, acestea suferă de două dezavantaje principale. Primul este că, din exemplul de mai sus, poate fi dificil de obținut o curbă cu adevărat dorită cu componentele disponibile. Deși diferite combinații de rezistoare și termistoare serie și paralel pot fi folosite pentru a obține caracteristici de temperatură mai dorite (cu grade diferite de succes), acest lucru are ca rezultat proceduri de proiectare mai complexe, procesul de proiectare adesea deteriorându-se în încercări și erori.

Cel de-al doilea dezavantaj este puțin mai filozofic; mecanismul fizic de bază care răspunde de variația câștigului traductorului va fi rareori același cu cel care subliniază răspunsul la temperatură al amplificatorului dvs. compensat. În practică, acest lucru înseamnă că deseori nu puteți proiecta o schemă de compensare care să funcționeze bine cu variația procesului văzută în producție. Orice schemă de compensare dată poate fi necesar să fie ajustată individual pentru fiecare traductor sau cel puțin în funcție de lot în producție.

Deoarece acest proces de ajustare necesită colectarea de date cu temperatura, poate fi o propunere costisitoare cu mult spațiu de eroare.

3.8 Reglarea offsetului

În timp ce se pot face încercări sistematice de compensare a temperaturii pentru câștigul unui traductor cu efect-Hall, tensiunea de offset ohmic este de obicei suficient de aleatoare, astfel încât pentru a face orice reducere semnificativă este necesară compensarea dispozitivelor pe o bază individuală. Mai mult decât atât, deoarece deviația offset-ului ohmic va avea de obicei o componentă imprevizibilă, se va încerca adesea să se elimine la o singură temperatură (cum ar fi 25^°C).

Cea mai simplă metodă de reglare a offset-ului este prezentată în Figura 3-20; ea utilizează un potențiometru manual pentru a elimina offset-ul traductorului cu efect-Hall. Potențiometrul este utilizat pentru a seta o tensiune fie pozitivă, fie negativă în raport cu ieșirea terminal de detecție, și un rezistor cu valoare mare (RA) stabilește un curent de offset în sau în afara traductorului. Prin urmare, este posibil să se elimine offset-uri pozitive sau negative ale acestei scheme.

Figura 3-20 - Reglarea manuală a offsetului folosind potențiometru.

O ajustare făcută în acest mod este relativ stabilă față de temperatură, în special dacă coeficientul de temperatură al rezistenței RA poate fi făcut similar cu cel al ieșirii traductorului. O altă caracteristică a acestei metode de ajustare este aceea că poate fi utilizată indiferent dacă traductorul este polarizat de o sursă de curent constant sau de tensiune constantă.

Cantitatea de curent ajustat injectat prin RA va fi proporțională cu tensiunea de polarizare și astfel va urmări offset-ul ohmic al traductorului față de variațiile tensiunii de polarizare.

De asemenea, ajustarea offset-ului poate fi efectuată la amplificator. Atunci când se efectuează corecția offset în circuitul amplificatorului, un aspect important este că tensiunea de offset a traductorului va fi proporțională cu tensiunea pe bornele sale de antrenare. Tensiunea offset de intrare a amplificatorului, totuși, va fi independentă de condițiile de polarizare a senzorului. În cazul în care un traductor este acționat de la o tensiune de polarizare constantă, ambele offset-uri pot fi corectate aproximativ printr-o singură ajustare. Deoarece traductoarele cu efect-Hall sunt în mod obișnuit polarizate cu o sursă de curent constant, tensiunea de polarizare a traductorului se va schimba în funcție de temperatură. Există mai multe abordări privind aceste două surse independente de eroare de offset. Primul este să obțineți un amplificator cu o specificație offset de intrare acceptabil de scăzută și să ignorați tensiunea offset de intrare a lui. Un circuit care efectuează o reglare a offset-ului traductorului este arătat în figura 3-21. Acest circuit măsoară tensiunea de polarizare reală pe traductor și generează referințe de tensiune pozitivă și negativă proporționale bazate pe tensiunea de polarizare. Potențiometrul permite adăugarea unei corecții de offset la semnalul amplificat al senzorului. Deoarece această corecție va fi proporțională cu tensiunea de polarizare a traductorului, va urmări variațiile în offset ale traductorului care rezultă din variația polarizării cu temperatura.

Dacă s-a adăugat o ajustare de offset separată pentru a corecta offset-ul tensiunii de intrare a amplificatorului de instrumentație, procesul de ajustare a offset-ului ar trebui să fie efectuat în două etape. Mai întâi, intrările amplificatorului ar trebui să fie scurtcircuitate împreună și offset-ul amplificatorului reglat, pentru tensiune de ieșire zero. Apoi, scurtcircuitul ar fi eliminat, iar ajustarea offset-Hall ar fi folosită pentru a tăia offset-ul rămas.

Figura 3-21: Corecția offset-ului traductorului la amplificator.

3.9 Tehnica de anulare a offset-ului dinamic

În plus față de eliminarea offset-ului ohmic de flux-zero, prin reglarea manuală a acestuia, există o metodă elegantă care exploatează o proprietate a traductorului cu efect-Hall pentru a reduce offset-ul sistemului.

Un traductor simetric cu efect-Hall cu patru căi poate fi văzut ca o punte Wheatstone. Offset-ul ohmic poate fi reprezentat ca un mic ΔR, așa cum se arată în figura 3-22a. Când curentul de polarizare este aplicat la bornele de acționare, tensiunea de ieșire ce apare la bornele de detecție este VH+VE, unde VH este tensiunea Hall și VE este tensiunea de eroare offset.

Figura 3-22: Efectele polarizării rotative și ale terminalelor de detecție asupra ieșirii.

Acum, să vedem ce se întâmplă dacă luăm traductorul și reconectăm terminalele de polarizare și detecție, după cum se arată în Fig. 3-22b. Toate funcțiile terminalelor au fost rotite în sensul acelor de ceasornic cu 90^°. Terminalele de detecție sunt acum conectate la tensiune de polarizare, iar fostele terminalele de acționare sunt acum utilizate ca ieșiri. Deoarece traductorul este simetric cu rotația, ar trebui să ne așteptăm să vedem, și vedem, aceeași tensiune de ieșire Hall.

Traductorul, totuși, nu este simetric în ceea ce privește amplasarea ΔR. De fapt, acest rezistor s-a mutat de la brațul drept inferior al punții Wheatstone la brațul drept superior, rezultând o inversare a polarității tensiunii de offset ohmic. Tensiunea totală de ieșire este acum VH -VE. O modalitate de a vedea acest efect este de a vedea tensiunea Hall ca rotită în aceeași direcție cu rotația în curentul de polarizare, în timp ce offsetul ohmic se rotește în direcția opusă.

Dacă s-ar lua aceste două măsurători pentru a obține VH+VE și VH-VE, atunci putem să le mediem pur și simplu pentru a obține adevărata valoare a VH. Pentru ca această tehnică să funcționeze, singura cerință privind traductorul cu efect-Hall este aceea să fie simetric în ceea ce privește rotația.

Este posibil să se construiască un circuit care să poată efectua automat această funcție de "comutare a plăcilor". Prin utilizarea comutatoarelor CMOS, se poate construi un circuit care poate roti automat conexiunile de polarizare și de măsurare. Un astfel de circuit este prezentat în Fig. 3-23. Un oscilator furnizează un semnal de sincronizare care controlează comutarea. Când ieșirea de ceas este LOW, comutatoarele A, B, E și F se închid și comutatoarele C, D, G și H se deschid. Se plasează traductorul într-o configurație care scoate VH+VE. Când ceasul este HIGH, comutatoarele C, D, G, H se închid, în timp ce comutatoarele rămase se deschid. Aceasta scoate VH-VE.

Figura 3-23: Comutarea rețelei și a filtrului de ieșire
pentru auto-anularea tensiunii de offset.

Semnalul de ieșire produs de traductor și de această rețea de comutare periodică trebuie să fie amplificat și mediat. În timp ce există mai multe moduri de a mediere a semnalului în timp, cel mai simplu este prin utilizarea unui filtru trece-jos. Exemple de semnale prezente în diferite etaje ale acestei rețele sunt prezentate în Figura 3-24.

Figura 3-24: Forme de undă ale circuitului de auto-anulare.

Această tehnică este utilizată, cu modificări adecvate, în multe circuite integrate cu efect-Hall. Este adesea menționată prin termenii de comutare a plăcilor, de auto-anulare și de stabilizare-chopper. Atunci când este implementată corect, aceasta poate reduce offset-ul ohmic efectiv al unui traductor dat cu aproape două ordine de mărime. În plus, deoarece offset-ul este anulat dinamic, este foarte stabil cu temperatura. Această tehnică poate fi angajată și în construcția IC-urilor cu efect-Hall cu ieșire-digitală rezultând dispozitive foarte sensibile cu puncte de operare (turn-on) și eliberare (turn-off) joase și stabile la temperatură.