Calentador por inducción de alta frecuencia

Esto nació para incorporarlo a un trabajo práctico de la carrera Mecánica de la UTN FRBA, año 2008 (*) en que se debía automatizar un proceso.

- Proceso elegido: dilatar un buje o camisa de hierro, y calzarlo alrededor de un rodamiento. Habitualmente se calienta los bujes en un horno a gas y luego se colocan manualmente.

- Proyecto: producir el aumento de temperatura de aprox. 200 grados en un lapso de 20 segundos, por medios electrónicos, y manipular las piezas en forma neumática y/o magnética.

El calentamiento se hará aplicando un intenso campo magnético de decenas o cientos de kHz al buje. Esto genera calor debido a:

- Las corrientes parásitas inducidas (llamadas corrientes de Foucault o "eddy"), que producen calor gracias a las pérdidas por resistividad del metal (efecto Joule), reforzadas por el efecto pelicular.

- En el caso de metales ferromagnéticos también se produce calor por histéresis: las moléculas del material se resisten a los cambios del campo magnético.

(*) El grupo "Calentador por Inducción para el Montaje de Rodamientos sobre Camisas" obtuvo el 1er puesto de la categoría Trabajos Prácticos en la Feria de Proyectos 2009 UTN FRBA, el 30/04/09.

Cálculo de la potencia necesaria:

La pieza elegida para el trabajo tiene peso = 133g, alto = 26mm, D interno mínimo = 43mm, externo = 55mm.

El calor específico del hierro es de 3537 joule / (dm3 * Kelvin) a la temperatura ambiente (el número exacto depende de cómo fue trabajado el metal).

Expresado en palabras, esto significa que para aumentar en 1 grado la temperatura de 1dm3 de hierro hace falta entregarle 3537 joules de energía. Como ese dm3 pesa 7,87kg (o mejor dicho, tiene una masa de 7,87kg), equivale a decir que hace falta 449 joule por kg. Como comparación, el agua necesita 4186 joules/kg, o bien 1 "caloría chica" por gramo para los nostálgicos.

Para elevar 200 grados en 20s a nuestros 133g se necesitará

449J/(kg*K) * 0,133kg * 200K / 20s = 600W.

Se debe proyectar el circuito para entregar una potencia mayor, ya que parte de su salida se perderá en la bobina, en las partes metálicas circundantes, y además la pieza calentada irá disipando parte de lo recibido durante el período de calentamiento. Se decidió adoptar 1kW como meta.

Para tener una estimación del gradiente de temperatura en las pruebas, se recurrió a determinar el instante en que la pieza es capaz de fundir un trozo de la soldadura común para electrónica (60% Sn 40% Pb), que comienza a ablandarse a los 183 grados y se funde completamente a los 190. Si se necesitase una forma definitiva de medir la temperatura en producción sería por métodos sin contacto, mediante la longitud de onda pico en el espectro radiado por la pieza (leyes de Wien y Planck). Los métodos tradicionales (diodo, termistor, termocupla, PT100) no son convenientes para medir la temperatura de una pieza removible, ya que precisamente una recomendación común a ellos es que tengan un buen contacto térmico con ella. De todos modos, como todas las piezas en el proceso seriado tendrán la misma masa y aleación, bastará con medir la temperatura por única vez cada vez que haya un cambio en las mismas. Por otro lado, la temperatura final no es un parámetro crítico, sino un compromiso entre la dilatación (cuanto mayor, menos crítica la colocación) y el tiempo y potencia necesarios.

Cómo inducir las pérdidas:

Básicamente se coloca una bobina alrededor o cerca de la pieza a calentar, y se le aplicar la excitación. La etapa de potencia verá una carga que es parcialmente resistiva y parcialmente inductiva. Veamos por qué la parte inductiva impide aprovechar al máximo esta etapa. Podemos estudiarlo usando indistintamente el equivalente R L serie o el paralelo (obviamente cada uno tendrá distintos valores de R y XL):

- Si queremos verlo como R y X en serie, pensemos que la X impide aplicar la totalidad de la tensión a la R, desperdiciando parte de la tensión de que es capaz la etapa de potencia.

- Si lo vemos como un paralelo, entonces la X obliga a la etapa de salida a entregar una parte de corriente reactiva inútil, que sólo sirve para aumentar la corriente total a la salida.

Debemos cancelar de algún modo la reactancia inductiva mediante una capacitiva, a la frecuencia fundamental de la excitación. Hay dos o tres maneras:

1) Capacitor en paralelo con la bobina: la Z del conjunto será máxima en la f de resonancia, pero baja en las armónicas. Dicho de otra forma, un generador de tensión de onda cuadrada ideal, aplicado a un capacitor ideal, produce picos de corriente infinita en los flancos. Por lo tanto, no admite una excitación de onda cuadrada desde una salida de baja Z como los totem-pole (transistor saturado arriba / transistor saturado abajo). Sí puede excitarse por un único transistor o válvula, en clase C, en que el elemento activo conduce sobre sólo una parte del ciclo: cuando la tensión que tiene aplicada es más bien baja. Un ejemplo se muestra en:

http://repairfaq.ece.drexel.edu/sam/sspo1sch.pdf

circuito cuya impresionante sencillez tentó a construir una versión estado sólido de menor potencia:

Idealmente la tensión pico a pico en drenaje es de 2 * Vdd. Es importante evitar un excesivo ángulo de conducción, porque ello aumenta la Vds pico tras pasar al corte, tendiendo a funcionar como una salida horizontal. El diodo se encarga de ajustar automáticamente la polarización para evitar este peligro.

Finalmente se abandonó el prototipo al comprobar que sería imposible aprovechar al máximo el transistor (debido al bajo ciclo de trabajo de Id a que obliga la clase C), sumado al desafío de lograr una etapa de potencia autooscilante que se comportase de forma predecible.

2) Capacitor en serie: la alta Z del conjunto en las armónicas es bienvenida por los transistores de salida. Es la configuración finalmente adoptada.

3) Varios circuitos usan una red que involucra una bobina de acoplamiento adicional a la de "trabajo", logrando una transformación de impedancia en dos etapas. Por ejemplo:

www.richieburnett.co.uk/indheat.html (buena explicación teórica con formas de onda)

http://webpages.charter.net/dawill/tmoranwms/Elec_IndHeat1.html (circuito bien explicado, casi listo para armar, pero algo complicado).

Circuito finalmente armado (a la fecha de la última actualización de esta página):

C2: 1n mylar

C17: 330u 385V

C23: 1000u 50V

C15, 16, 32, 19, 20, 25, 26, 27, 28: MKP, ver texto

R21: shunt no inductivo

R22, R42: 47k 1W

R38: ajustar para Vce Q18 a punto de cambiar, con Vent=0

R30: 4 de 0,47 10W en serie-paralelo

Todos los NPN y PNP no indicados son BC548 y BC558.

Todos los diodos no indicados son 1N4148.

L1: cuenta ferrite

VR1: 1k lineal

Contactor: opcional

Frecuencia:

La frecuencia para estas aplicaciones depende de la profundidad del material a calentar. Cientos de kHz producen un calentamiento más superficial que con decenas, debido a la menor profundidad del efecto pelicular. Pero esto tiene relevancia sólo para ciertos tratamientos térmicos, y que involucran temperaturas muy superiores a la buscada aquí. Arbitrariamente se adoptó 50kHz.

Nota: la tradicional calificación de "alta frecuencia" es simplemente para destacar que es mucho más alta que la de red; la definición que se aplica no es la de "HF = 3 ... 30MHz".

Alimentación:

Para simplificar la alimentación de la etapa de potencia, inicialmente se decidió diseñarla para 300Vcc (220V rectificados y filtrados, menos caídas en diodos y R en serie). El C de filtro sería del orden de 1000 a 2000uF. No es necesario estabilizar frente a variaciones de la red, éstas simplemente ocasionan una variación del tiempo necesario para alcanzar la temperatura.

Luego se cambió de idea: ya que no es importante si la señal de salida tiene o no amplitud constante, por la gran inercia térmica de la pieza, se decidió utilizar 220V rectificados onda completa pero sin filtrar. Esto hará que el valor eficaz de la tensión de alta frecuencia se divida por raíz de 2 (promediando a lo largo de un semiciclo de la red), esto reduce la potencia entregada a la mitad. Se corrige reduciendo a la mitad la R de carga para mantener la potencia, y se debe elegir transistores con doble corriente de pico, pero esto se compensa ampliamente con el menor costo en electrolíticos (1000uF cuestan aprox. como cuatro de los transistores). Otros bonus:

- Se evita los picos en la corriente de red característicos de los rectificadores con capacitor de entrada. Y como la corriente consumida por la etapa de salida es prácticamente proporcional a la tensión recibida, la corriente sobre la red será bastante senoidal, con pocas armónicas, y en fase con la V de red, o sea con un excelente factor de potencia.

- Tampoco se producirá un pico de corriente desmedido en el momento de conectar a la red con los electrolíticos descargados, el puente rectificador estará agradecido, y no hará falta sobredimensionar el fusible.

- También se ahorra un volumen importante.

Esta misma solución es común en los "transformadores electrónicos" para lámparas dicroicas: se prescinde del electrolítico de filtro. A la lámpara le llega una onda (cuadrada en este caso) modulada por la alimentación de onda completa no filtrada.

Se aprecia que hay una pequeña capacitancia (~2uF) filtrando la alimentación, pero ello es sólo para desacoplarla a la frecuencia de trabajo.

Sobretensiones breves desde la red:

Al no usar electrolíticos tras el puente, desgraciadamente tampoco se filtran los picos peligrosos desde la red, breves pero con tensiones muy altas. Son producidos por la conmutación de grandes consumos, o la caída de un rayo cercano. En "Protect your equipment from damaging power-line transients" QST Feb 1982 se menciona la probabilidad de picos de 6kV por 10us en líneas de 115V.

Soluciones posibles:

- Agregar una R en serie desde la red, y un varistor en paralelo, el cual debe ser capaz de absorber una energía importante.

- O bien, reemplazar el varistor con un electrolítico en serie con un diodo, del lado rectificado. El diodo carga al C al valor pico de la onda normal de red por única vez, y luego evita que éste la provea a la etapa de potencia. Pero ante una sobretensión breve, el C actuará como un varistor. Se agrega un R de "sangrado" en paralelo para evitar que la tensión del C se vaya incrementando ante una sucesión de sobretensiones.

De todos modos, si la etapa de potencia va a permanecer inactiva la mayor parte del día, convendrá que el circuito de control le corte la alimentación mediante un contactor para minimizar la probabilidad de daños. En ese caso, el transformador de alimentación tendrá un secundario de doble tensión y se agregará un regulador de 24V para la bobina. De no usarse contactor, el mismo transistor que se encargaría de la bobina se utiliza para controlar la pata de reset del divisor como forma de habilitar o no la excitación.

Transistores de salida:

Se decidió utilizar MOS de potencia. Su alta velocidad de conmutación y amplia área segura de operación (SOA) (por carecer de segunda ruptura) simplifica el diseño, obviando algunas preocupaciones que exigen los bipolares. Por otro lado, los precios de los MOS han bajado tanto que ya no es necesario hacer los balances de costos para tomar decisiones que se encuentran en los textos de los '90 u '80.

La preocupación más básica en cuanto a la seguridad de los transistores se logra con zeners espalda contra espalda entre compuerta y surtidor, se conectaron directamente sobre cada MOS (no en la placa) a fin de mantenerlos protegidos aún si accidentalmente se cortaran las conexiones a la placa de control durante las pruebas.

Las protecciones dinámicas se detallan en otro apartado.

Trabajar con una carga resonante tiene como ventaja adicional que los transistores no necesariamente deben tener alta velocidad de conmutación, ya que un transistor se cortará en el momento en que su corriente había caído a cero, y el otro se encenderá con una corriente que subirá gradualmente desde cero.

El resistor de 0,1 ohm es un shunt no inductivo al sólo efecto de monitorear la corriente durante el desarrollo.

El resistor de 1M entre la masa del circuito de control y la flotante es para descargar tensiones estáticas entre ambas secciones. Debe ser un modelo de alta tensión (metal glaze, cuerpo celeste).

En teoría, el diodo interno de cada transistor debería garantizar que la Vds del otro no pueda exceder la V de alimentación. Sin embargo es inevitable la presencia de picos de tensión debidos a L * di/dt donde L es la inductancia de las conexiones, y di/dt es la velocidad de variación de Id. Por ello conviene diseñar la ubicación física de los MOS en el disipador de modo que la conexión entre ellos y el desacople de la alimentación sean bien cortos. Este efecto es menos serio si se hace conmutar de un transistor al otro cuando Id es baja.

La bobina:

Se construyó experimentalmente, con un diámetro interior algo mayor al externo de la pieza, y tanteando la cantidad de espiras para que en resonancia ofrezca a los transistores el valor de componente resistiva necesario para la potencia deseada. Puede considerársela como un transformador de impedancia, en que el secundario es 1 espira, la pieza a calentar. Si p. ej. se disminuye la cantidad de espiras, la bobina se verá como una menor reactancia, necesitará mayor C en serie, los transistores verán una R menor y entregarán mayor potencia, teóricamente.

Terminó constando de 29 espiras d=2mm en tres capas de 9 2/3 cada una. Están bobinadas al aire, manteniendo su posición enhebrando las espiras en costillas como se muestra en la imagen, método similar al de las bobinas de salida en transmisores. Cada capa se bobinó sobre un cilindro de diámetro algo inferior al definitivo, y luego se fue insertando la punta del alambre por cada agujero de costilla. Se lubricó los agujeros para facilitar el deslizamiento. Una vez terminadas de insertar las tres capas, se procede a conectarlas en serie cuidando que queden en fase: por razones constructivas, el extremo izquierdo de una capa deberá unirse al derecho de la siguiente pasando por encima del conjunto.

Las costillas se hicieron de plaquetas de fiberglass. Para dar rigidez al conjunto, se aplicó cianoacrilato alrededor de los agujeros, previo enjuague de los restos de aceite. Si se requiriese que la pieza alcance mayores temperaturas, será necesario usar otro material como el PTFE (Teflón (R) ) y prever el enfriamiento de la bobina p. ej. soplándola entre operaciones.

Se colocó lengüetas de tela térmica entre capas en los lugares donde la irregularidad del devanado pudiese hacer que haya contacto físico, para no depender de la integridad del esmalte. No conviene recubrir las capas totalmente para permitir que se ventilen los alambres.

Los capacitores:

Deben ser capaces de tolerar la corriente de la bobina. Para tratar de utilizar un modelo que sea común en plaza, se pensó en el tipo utilizado para acoplar las bobinas de los yugos horizontales. El dieléctrico MKP es de los mejores, polipropileno con un tipo de metalización (film-foil) resistente a las altas corrientes impulsivas.

Se disponía de un lote de capacitores de 0,68uF 400Vcc Siemens Brasil modelo TMACF, empleados precisamente para acople de yugo. Fue imposible hallar la hoja de características, pero se asumió que son similares a los Siemens B32651-B32656

En las ondas, "I" y "S" son los tiempos en que conduce el transistor inferior y superior respectivamente.

Etapa driver:

Debe considerar estos aspectos:

- Los MOS de potencia poseen una capacitancia de entrada en el orden de miles de pF, lo que obliga a suministrar generosos impulsos de corriente (del orden del ampere o más) si se la desea cargar y descargar rápidamente. Además está el "efecto Miller" introducido por la capacitancia de realimentación interna (Cdg) que complica el análisis.

- Por otro lado, uno de los transistores debe tener una excitación flotante con respecto al otro (el surtidor del transistor superior está a 300Vpp de "distancia" del inferior).

Se decidió usar un excitador totem-pole de simetría complementaria. Alimentado con la tensión antes del regulador de 12V producirá una salida de aprox. 14Vpp. en los emisores. El transformador tiene relación 1:2 entre primario y cada secundario, por lo que las compuertas recibirán +14 y -14V en conducción y corte respectivamente. +14V es un valor generoso en comparación con los +10V que se suele recomendar para plena conducción.

Por simplicidad, se eligió como excitación una simple onda cuadrada, sin tiempo muerto entre semiciclos. Esto implica el peligro de que un transistor comience a conducir cuando el otro aún no se haya cortado totalmente, por más que los MOS casi no tengan tiempo de almacenamiento. Tendríamos un cortocircuito (crowbar) momentáneo sobre la alimentación, con serio peligro para los transistores. La idea en {simult} es agregar una red resistor-diodo en cada compuerta de modo que la Cgs se cargue lentamente pero se descargue rápido.

Cabe aclarar que estas formas de onda valen para impedancia de generador cero. En nuestro circuito, la Z desde el excitador no resultó tan baja como sería deseable, lentificando la velocidad de crecimiento de Vgs, por lo que aún sin la red R-D no debería haber mucho problema.

El transformador consta de 5 espiras en primario, y 10 en cada secundario. Los secundarios se devanaron bifilarmente, con el primario sobre ellos tratando de cubrir la misma longitud. Estas precauciones apuntan a maximizar el acoplamiento (disminuir la L de dispersión). El núcleo está groseramente sobredimensionado: E42/15 (42 x 42 entre las dos E, 15 x 12 de rama central). Se prefirió un núcleo con sección generosa (alto Al) para conseguir la L de magnetización necesaria con mínima cantidad de espiras, otra medida para bajar la L de dispersión. Aún así, ésta es el factor limitante para la velocidad de crecimiento de Vgs. La R de 1 ohm en el retorno del primario se había colocado inicialmente para medir la I primaria, pero después se comprobó su necesidad para evitar una oscilación subamortiguada en Vgs.

Se empleó alambre forrado tomado de un multipar telefónico, con mejor aislación que un esmaltado.

En el esquemático se incluyen muchos componentes entre el transformador y los MOS, que no están colocados. Son en previsión de que se necesite excitar cargas capacitivas aún mayores, en caso de utilizar MOS en paralelo. La excitación será de una sola polaridad (~+12V y 0V). El transformador será de relación 1:(1+1). También se prevé unos pocos V de semiciclo negativo en caso de emplear IGBTs que lo requieran.

Aún si no se emplean los transistores adicionales, excitar con una sola polaridad beneficiaría a los transistores del primario por la menor relación de transformación: verán la cuarta parte de capacitancia reflejada. Ya que un MOS está perfectamente cortado con Vgs=0, aplicarle un semiciclo negativo simétrico al positivo es desperdiciar coulombs.

El primario es excitado por un totem-pole que suministra las altas corrientes de pico en los flancos. En el caso del NPN fue necesario poner dos en paralelo ya que se quedaba corto de hfe a esas corrientes. La técnica de retornar los resistores retornados al primario es el conocido método de bootstrap para tener la máxima excursión posible en las bases. El inductor mostrado es una cuenta de ferrite para desalentar oscilaciones de MHz. El diodo de germanio entre base y colector en el pre-driver disminuye su tiempo de apagado al evitar la saturación (conduce cuando el colector es 0,2 o 0,3V más negativo que la base). La red RC en base del pre-driver también es vital para acelerar el apagado. Tengamos en cuenta que a 50kHz cada semiciclo dura 10us, y sin estas precauciones el apagado se demora en el orden de 1us, lo que altera seriamente la simetría de la excitación.

Precauciones ya olvidadas sobre los diodos de germanio: evitar recalentarlos, y que se fracture el vidrio al doblar las patas.

Las altas Ic transitorias de los drivers exigieron un desacople de su alimentación bien cercano, y con un cerámico en paralelo con el electrolítico.

Protecciones:

Una vez seguros de que nuestros MOS trabajan holgados en cuanto a tensión y temperatura, restan dos factores de peligro durante el uso:

- Exceso de corriente. Se toma una muestra de la corriente de salida mediante un transformador de corriente. Su primario es 1 espira de chapa de cobre en serie con el retorno de la bobina de trabajo, y su secundario de cientos de espiras está cargado con una R sobre la que se desarrolla una tensión proporcional a la corriente muestreada. Un C en paralelo plancha el fuerte ringing en los flancos. Si cualquiera de los picos de esta tensión excede un umbral de 1 juntura, se obliga al oscilador a aumentar su frecuencia, con lo que el LC se lo excitará fuera de resonancia, disminuyendo así la corriente. Ésta podría darse p. ej. por la ausencia de pieza (la salida verá muy baja R debido a que la bobina no tiene amortiguación de su Q), o la introducción de una pieza no ferrosa (ausencia de pérdidas por histéresis).

El secundario de este transformador es el balasto de una fluorescente compacta de 20W. Su inductancia con núcleo era de 5,3mH según rezaba una inscripción. Se estima visualmente que tiene 8 capas de unas 35 espiras c/u.

Bastaría con sensar uno solo de los semiciclos ya que ambos son prácticamente iguales, más aún en régimen permanente o si la carga varía lentamente. Pero se decidió sensar los dos en caso de que resultase importante alivianar el filtrado del lazo, para duplicar la velocidad de respuesta ante excesos de corriente repentinos. Un transistor sensa un semiciclo entrando por la base, y el otro por emisor. Las impedancias de entrada de cada caso son muy distintas, pero no importa frente a la baja Z desde la cual se los excita.

- Recuperación forzada del diodo interno. Sabemos que un MOS excitado en conducción presenta una baja Rds que también vale para Id negativa. Pero cuando Vds se hace más negativa que 1 juntura, conduce su diodo interno.

Bien, cuando el LC es excitado con una f inferior a la de resonancia, o sea que su período es demasiado largo, la orden de cortarse le llegará al MOS después que su Id haya llegado a 0, o sea que intentará cortarse teniendo Id negativa. Muy poco después, será el otro MOS el que conduzca. Si en ese momento aún estaba conduciendo el diodo del transistor anterior, tenemos un serio problema: el diodo de un MOS es mucho más lento para cortarse (recuperarse) que su transistor propiamente dicho, e insistirá en seguir conduciendo un ratito más hasta que acepte la realidad de que debería estar cortado. Entonces tendremos un breve cortocircuito sobre la alimentación: un diodo que aún no llegó a cortarse, en serie con un MOS recién encendido. Esto puede causar la destrucción de los transistores. Esta condición de corriente muy breve y muy alta también aumenta el ringing en Vds debido a las inductancias de las conexiones, esto se observa fácilmente con el osciloscopio.

La forma en que se lo evitó es detectando la polaridad de la corriente muestreada en la 2a mitad de cada semiciclo: si se detecta polaridad anormal en algún momento, se hace subir la f del oscilador aumentando la fuente de corriente. La ventana de tiempo para la detección se implementó usando la frecuencia de excitación, más una onda con el doble de frecuencia, y compuertas NAND. A su vez, esta frecuencia doble se obtiene tras dividir por 2 el oscilador maestro para lograr un ciclo de trabajo constante frente a los cambios de frecuencia del VCO, por lo tanto éste funciona al cuádruple de la f de excitación.

Debido a los retardos de la etapa driver y de salida, el cambio de un MOS al otro se produce un cierto tiempo después que se cerró la ventana de detección, por lo que puede llegar a haber algo de corriente negativa que pase inadvertida. Para corregir esto, se decidió producir un adelanto de fase en el transformador de corriente, disminuyendo su inductancia. Se terminó por eliminar su núcleo de ferrite quedando en 443uH. Como se necesitó disminuirla un poco más, se le conectó en paralelo un inductor de 600uH (una bobina de FI de AM, Spica).

Nota: por un error grosero, se omitió agregar un inversor en una de las entradas de las NAND, por lo que sólo se detecta la corriente negativa en uno de los semiciclos, pero la efectividad de la protección resultó ser adecuada de todos modos, gracias a la simetría de la salida. Si se insistiese en sensar ambos semiciclos sin agregar packs de compuertas, una idea es usar una cuádruple NAND de 2 entradas: la NAND extra se usaría para el inversor omitido, y R33 se alimentaría desde la salida D0.

Oscilador:

Es un VCO que en el 1er prototipo consistía en un NE555. Como luego se necesitó hacerlo trabajar al cuádruple de la f de salida (por lo mencionado en Protecciones), variable entre 200 y unos 800kHz, fue necesario apelar a otra solución. Se adoptó un oscilador basado en un inversor CMOS con histéresis (disparador Schmitt). El C es cargado por una fuente de corriente variable, y descargado desde la salida del Schmitt, con la ayuda de un PNP para rapidizar la descarga a fin de maximizar la relación frecuencia / corriente. El C es de mylar.

Con un potenciómetro se le da un rango de 200 a 400kHz (normalmente trabajará cerca de la mínima). Ante la actuación de una de las protecciones, su frecuencia sube. Se aprovecha el resto de la cadena divisora del contador para bajar hasta una frecuencia audible = fsal / 128, la que es aplicada a un parlantito, dando así al operador una respuesta inmediata del estado del funcionamiento.

La forma de usar el calentador por primera vez es, con el núcleo colocado, comenzar con el potenciómetro en máxima frecuencia, e irla reduciendo hasta notar que el sonido se hace sucio, al modularse 100 veces por segundo debido a la protección contra Id negativa. Entonces se retrocede el control ligeramente.

Los LED verdes en base de la fuente de corriente limitan la máxima excitación a la misma. Si no se toma esta precaución podría darse un caso extremo en que el transistor se sature en el pico positivo del diente de sierra.

El R de descarga inicialmente no existía, y la descarga era tan rápida que el Schmitt no reaccionaba a tiempo al alcanzarse el umbral inferior y la descarga seguía por debajo de éste. Por otro lado, el diodo en emisor es necesario porque la Vbe inversa durante la carga excede la Vbe de ruptura del transistor. Inicialmente se había colocado en serie con la base, pero esto retardaba mucho el corte del transistor.

Compatibilidad electromagnética:

El circuito actualmente carece de filtrado de interferencia conducida hacia la red, e interferencia radiada. Esto implica que en las cercanías del circuito, los receptores de onda media y parte baja de HF pueden recibir fuerte interferencia al sintonizarlos en las armónicas de la frecuencia de conmutación.

- La interferencia conducida se reduce con un filtro similar al que tienen (o deberían tener) las fuentes de PC, monitores y TV; un choke bifilar en serie con los conductores de red, con capacidad de corriente adecuada, más capacitores grado "X" en paralelo con la red, y capacitores grado "Y" entre cada polo y tierra.

- La interferencia radiada normalmente se controla encerrando el circuito en un recipiente metálico, pero en nuestro caso será más difícil de aplicar ya que parte del sistema inevitablemente debe estar en el exterior.

En todos los países hay límites de interferencia establecidos que deben respetarse para poder comercializar dispositivos electrónicos.

Deducciones sobre la forma de onda:

La onda de excitación es un caso especial para analizar, debido a la particular forma de alimentar a la etapa de potencia. Necesitamos conocer el valor eficaz y pico tanto en cada transistor (que conduce durante media onda) como en la bobina. Por simplicidad adoptaremos que ésta es senoidal, aunque ello sería más rigurosamente exacto si el Q cargado del LC fuese mayor.

El caso de una senoidal rectificada de onda completa y de media onda son bien conocidos, se tabuló las relaciones entre los valores, tres veces, normalizando uno de ellos en cada vez para mejor conveniencia:

En nuestro caso:

Como se mencionó, hubo etapas del proyecto en que se recurrió a tanteos, por lo que algunos de los números a continuación no corresponden al estado final del circuito.

En {potenc04} tenemos un balance de potencias para el caso de alimentar con CC pura.

En a) se ignoran las pérdidas por Rds en los MOS y las pérdidas propias de la bobina. Nótese que una senoidal procedente de una cuadrada a la que se le sacaron todas las armónicas tiene una tensión de pico superior.

En b) se agrega la presencia de los transistores y el Q no infinito de la bobina (y capacitores).

Como los transistores conducen de a uno, en c) se considera una única Rds en serie permanentemente.

Hasta ese momento se consideraba el uso de transistores IRFP450, con Rds máxima = 0,8 ohm para una temperatura de 100 grados.

Por las relaciones informadas en las formas de onda, tras elegir alimentación con continua pulsante, vemos que a igualdad del resto de valores, la I eficaz se divide por 1,41. O sea que las potencias bajan a la mitad. Para mantenerlas, se deberá reducir las resistencias a la mitad. Esto implicará doble corriente de pico que con CC pura (25,3A). Por lo tanto se decidió a cambiar a transistores IRFP460, los que además poseen menor Rds (<0,48 @ 100 grados).