6.3 Les amplificateurs FB

Sommaire
    6.3.1 8W Classe A
      6.3.1.1 Objectifs
      6.3.1.2 Pourquoi une absence de contre-réaction globale ?
      6.3.1.3 Quelle structure ?
      6.3.1.4 L'alimentation
    6.3.2 60W Classe AB
      6.3.2.1 Conception
      6.3.2.2 Réalisation

6.3.1 8W Classe A

6.3.1.1 Objectifs

L'objectif : un amplificateur d'environ 8 W sous 8 ohm avec les qualités subjectives : transparence, respect des timbres, dynamique.
Contrairement à une conception qui visent une symétrie maximale afin de réduire le taux de distorsion par harmoniques paires, il est ici demandé un dégradé régulier du spectre de distorsion.

Les principaux choix techniques :
- l'absence de contre-réaction globale,
- la classe A afin de maintenir constante l'impédance de sortie,
- une alimentation avec un dimensionnement adapté,
- une distorsion thermique minimisée.

6.3.1.2 Pourquoi une absence de contre-réaction globale ?

Un article de Peter Qvortrup d'Audio Note intitulé "The Negative Effects of Feedback" essaye de démontrer l'intérêt de l'absence de boucle de contre-réaction globale :
http://tkhifi.homepage.dk/div/The_%20Negative_%20Effects_%20of_%20Feedback.html
Toutefois, l'argumentation présentée est qualitative, sans valeur numérique, ce qui enlève une certaine crédibilité au raisonnement.

Autre argumentation, celle présentée par Héphaïstos début 1996 dans la revue LED :
Comprendre_le_son_des_tubes.pdf 
"Des niveaux de contre-réaction élevés semblent accroître la linéarité mesurée mais l'expérience montre qu'ils dégradent la qualité du son. Cette dégradation est liée à une plus grande instabilité de la fonction de transfert.
En effet, une mauvaise linéarité en boucle ouverte et un grand gain favorise la génération de signaux parasites sub-audio importants, résultant de la détection de dérive thermique. Ces signaux, combattus par la contre-réaction, engendre une intermodulation qui se traduit par une modulation de la fonction de transfert.
Pour les signaux sinusoïdaux utilises dans les mesures traditionnelles, tout est parfaitement stable et des taux de contre-réaction élevés semblent donner des résultats parfaits."

Un autre point de vue subjectif est donné par John Curl sur le forum DIYAudio dans le message #1087 du sujet :
http://www.diyaudio.com/forums/showthread.php?postid=905557
Traduction : "Mes amis, mon expérience m'a amené à la conclusion qu'une contre-réaction à taux élevé ne permet pas d'obtenir un son aussi bon qu'un faible taux de contre-réaction ou qu'une absence de contre-réaction TOUT AUTRE FACTEUR ETANT SEMBLABLE. Mon opinion est fondée sur l'expérience que j'ai accumulée, plutôt que sur mes convictions personnelles initiales. Auparavant j'avais l'habitude de penser que la contre-réaction était la meilleure des choses. Depuis cela n'a pas été le cas et mon expérience est celle de situations d'écoute où la contre-réaction montrait une perte par rapport aux schémas en boucle ouverte."

L'absence de contre-réaction globale dans le projet ici décrit est donc un choix subjectif.

Une mesure, qui différencie un montage fortement contre-réactionné d'un montage en boucle ouverte, concerne le spectre de distorsion au début de l'écrêtage.
Voici trois types de fonction transfert Us fonction de Ue qui se distinguent par la douceur de l'écrêtage :

La comparaison de la distorsion totale DHT en fonction du niveau de sortie montre que le montage avec écrêtage doux n'est pas linéaire, mais que sa distorsion apparait progressivement contrairement au montage à écrêtage dur :

Le rapport H5/H3 en fonction du niveau de sortie est toujours plus faible dans un montage avec écrêtage doux que dans un montage avec écrêtage dur :

En résumé, à même distorsion totale (DHT=1%), le ratio H5/H3 est un bon indicateur du type d'écrêtage (dur ou doux) :


Sans aller jusqu'à la suppression totale de la boucle de contre-réaction globale, une étape intermédiaire consiste à limiter la contre-réaction à l'étage amplificateur de tension.
C'est ce que fait Dartzeel :

et ce que propose Charles Altmann :
http://www.altmann.haan.de/splif_page/#the%20feedback

6.3.1.3 Quelle structure ?

Pour l'étage d'entrée, nous avons privilégié une structure complémentaire (exit Kanéda...) avec une entrée symétrique (exit Mosquito..., quoique, avec un montage en pont...).

Les contraintes de chaque étage sont :
- pour le premier étage : faible bruit, impédance d'entrée élevée
- pour le deuxième étage : linéarité, bande passante large
- pour le troisième étage : stabilité thermique, linéarité.

Du fait de l'absence de boucle de contre-réaction globale, une bonne linéarité est recherchée. Une des conséquences de ce choix est l'absence de cascode au premier ou au deuxième étage.
Le dicton "Le mieux est l'ennemi du bien" s'applique ici parfaitement.


Compte-tenu du fonctionnement en classe A de l'étage de puissance, les sources des tensions d'alimentation des 1er et 2ème étage et de l'étage de sortie sont indépendantes afin de favoriser la dynamique.
De plus, afin d'avoir un écrêtage "propre" la tension maximale de sortie est limitée par le deuxième étage et non par l'étage de puissance.

Pour le premier étage différentiel complémentaire, les FET appariés 2SK389 (2x2SK170) et 2SJ109 (2x2SJ74) présentent une impédance d'entrée élevée (Igss=1nA max) et un faible bruit (NF=0,5dB typ).
Les 2SK246 et 2SJ103 sont plus intéressants grâce à des capacités plus faibles.
Toutefois, sur le critère de linéarité, il a été choisi le montage Darlington inversé BC550C/560C.

Pour le générateur de courant, on évite les transistors polarisés par une zener, source de bruit. Un simple 2SK.... fait l'affaire.

Le gain du premier étage est de 2 (Rc1=500 Re1=235 Ic1=5mA).
Les transistors Q1/Q2, Q3/Q4, Q5/Q6 et Q7/Q8 sont appariés en Vbe.


Le deuxième étage est en montage Darlington inversé avec des BC550C/560C.
Le gain de cet étage est volontairement limité par des résistances de 3kohm aux collecteurs, il
est de 15 (Rc2=3k Re2=200 Ic2=10mA).
La valeur choisie de Rc2 est un compromis entre une valeur faible (pour éviter un gain trop élevé) et une valeur élevée pour que l'étage reste en classe A.
Un courant de repos de 10 mA permet d'alimenter correctement les drivers de l'étage de sortie dont le courant est de l'ordre de 15mA.
Les transistors Q9/Q11 et Q10/Q12 sont appariés en Vbe.

Le courant de repos de l'étage de sortie est de 0,6A, ce qui assure un fonctionnement en classe A jusqu'à environ 6W sous 8 ohm.
Les résistances 470 ohm en série avec l'entrée des mosfet participent à la bonne stabilité en fréquence du montage.
Avec une tension d'alimentation de +/-18V, la dissipation thermique totale sera de 22 W répartie sur les deux transistors de puissance.
La stabilité thermique de l'étage de sortie est un objectif important en classe A.
Le courant, pour lequel la tension Vgs des MOSFET est indépendante de la température, varie de 120 mA pour le 2SK1058, retenu sur notre montage, à 5 A pour le 2SK1530 (utilisé sur l'Elektor Crescendo Millenium) et 10 A pour l'IRF530.
Ces deux derniers imposent un dispositif de régulation thermique.

Un autre critère de choix des transistors de sortie est la résistance Rds(on) qui doit être minimale (comme la résistance série des condensateurs de l'alimentation).
Pour cette raison, il n'y a pas de résistance en série avec les sources des mosfet.
Enfin, des condensateurs de découplage de l'alimentation sont installés au plus près des mosfet.



La sensibilité d'entrée est d'environ 670mVeff (Vc=10V gain=15).
En l'absence de compensation, la bande passante, limitée par le premier étage, s'étend jusqu'à F-3=480 kHz. Des condensateurs polystyrène de 1nF ont été ajoutés en parallèle sur les résistances de collecteur du deuxième étage (3kohm) afin de limiter la bande passante à 50 kHz.

Pour finir, notons que le choix des composants a un impact sur la musicalité de l'amplificateur.
Pour prendre un exemple concret, Yuri Gutsatz, concepteur des amplificateurs PSS Audio, est un des rares fabricants d'amplificateurs de sonorisation à prendre en compte cet aspect musicalité dans le choix des composants.
On trouve ainsi sur le PSS 600 des condensateurs Jamicon (préférés aux classiques BC Components et utilisés par Musical Fidelity sur l'intégré X-150), le INA134 en entrée et les MJ21196 en sortie dans un montage quasi-complémentaire.

6.3.1.4 L'alimentation

C'est souvent la partie négligée dans les amplificateurs du commerce.
Notre amplificateur comprend une partie amplification de tension (1er et 2ème étage) qui travaille à courant constant (30mA) et une partie amplification de courant qui travaille à fort courant (1A).
Logiquement il y aura deux alimentations par canal.
La première est régulée (LM317) avec son propre transformateur. La seconde est stabilisée.
Résultat : 4 transfos pour un ampli stéréo !

Afin de filtrer le secteur, des résistances sont insérées entre les secondaires et les ponts de diode.
Pour le même objectif, il n'y a pas de condensateur en parallèle avec les diodes du pont redresseur.


Les condensateurs de filtrage sont importants, puisqu'ils sont traversés en alternatif par le courant qui alimente les haut-parleurs (même si l'alimentation est symétrique).
Il a été choisi la série Silmic II spécial audio d'Elna et les C154 très faible résistance série de Philips pour la partie amplificateur de courant.


Soit, pour l'alimentation d'un amplificateur de tension :
- 1 transfo type R 2x18V 30VA
- 4 résistances vitrifiée 3,3ohm 3W
- 2 condensateurs MKC 1µF 100V
- 2 ponts de diodes 1,5A
- 2 condensateurs BC Components C056 22000µF 25V
- 2 régulateurs LM317T
- 2 résistances 1% MRS25 124ohm
- 2 potentiomètres cermet 2,2k
- 2 condensateurs Elna Silmic II 10µF 35V
- 2 condensateurs Elna silmic II 1000µF 35V
et pour l'alimentation de l'amplificateur de courant
- 1 transfo type R 2x15V 120VA
- 4 résistances vitrifiées en boîtier 0,2ohm 5W
- 2 condensateurs MKC 2,2µF 100V
- 2 ponts de diodes 35A 200V
- 2 condensateurs BC Components C154 FRS 47000µF 25V


Cette disposition avec alimentations séparées pour l'étage amplificateur de tension et pour l'étage amplificateur de courant se retrouve régulièrement sur des amplificateurs "musicaux".

Deux exemples : le NAD 3020 :



et le Goldmund Nimesis 3 :


6.3.2 60W Classe AB

6.3.2.1 Conception

Le schéma de principe initial, très proche du précédent était celui-ci :


Malgré des performances globales excellentes, il y avait deux problèmes :
- la stabilité sur charge capacitive qui était perfectible,
- l'écrêtage qui se faisait au niveau de l'étage de sortie et qui n'était donc pas symétrique.

Le premier point a été résolu par la mise en place d'un filtre RC à l'entrée avec une fréquence de coupure 75kHz.
Le deuxième point a été résolu en augmentant la tension d'alimentation de l'étage amplificateur de courant par rapport à la tension d'alimentation de l'étage amplificateur de tension (respectivement +/-45V et +/-40V).

Par ailleurs une légère amélioration de la linéarité est obtenue en remplaçant les 2N5550/2N5401 du deuxième étage par les 2SC2547/2SA1085.
Ces transistors sont caractérisés par une bonne tenue en tension (Vce=120V), un gain élevé (hFE=400 à 800 pour le type E) et un très faible bruit (en=0,5nV/racine(Hz)).
Ils sont disponibles chez :

http://www.radiospares.fr
http://www.lobtron.de
http://www.reichelt.de
http://www.segor.de
Dans un souci de simplicité, ces mêmes transistors sont utilisés au premier étage.

Le schéma de principe est devenu celui-ci :


La bonne linéarité est obtenue avec le montage compound sur le différentiel du premier étage.
Il est possible de faire mieux (réduction d'un facteur 2 du rapport H3/H1) en remplaçant le différentiel d'entrée par un montage inspiré du 20W d'Hiraga :

du 50W compact d'Elektor :

et de l'Accuphase E-407 :
http://www.accuphase.com/cat/e-407e.pdf

Le schéma obtenu sans le classique différentiel d'entrée est celui-ci :


Pour aller encore plus loin en terme de linéarité, il est possible d'intercaler des tampons entre les étages.

Entre le premier et le deuxième étage, on rencontre parfois un transistor en émetteur suiveur.
Un exemple est donné par les transistors T9/T10 dans le schéma de l'AXL d'Elektor
:

Malheureusement, si ceci est efficace en terme de linéarité, il devient difficile de conserver une bonne stabilité sur charge capacitive.
La structure du deuxième étage est donc restée du type compound, comme celle que l'on rencontre sur le Palouda :


L'Artec 70 donne un exemple de tampon entre le deuxième et le troisième étage, c'est Q16/Q17 du schéma :

La suppression de ces transistors se traduit par une augmentation significative de la distorsion (environ +20dB pour H2 et H3).

Le schéma de notre amplificateur après ajout de ce type de tampon Q21/Q22 est celui-ci :

La distorsion est très, très basse avec H2/H1 et H3/H1 égales à environ -138dB pour Us=4Vc 1kHz /5,5ohm.

En prélevant la contre-réaction en amont de l'étage de puissance, on obtient finalement:

6.3.2.2 Réalisation

Ce schéma a été réalisé par Michel F. durant l'été 2007.

Plusieurs modifications ont été apportées :
- le remplacement en entrée des 2SC2547/2SA1085 par les 2SC1775/2SA872,
- l'adaptation des résistances de polarisation R62/R67 de 3,5 à 2,31 k et R45 de 501 à 360 ohm,
- l'amélioration de la stabilité en fréquence par ajout d'un condensateur de 680 pF entre les bases de Q16/Q20 et la masse.

Le schéma réalisé est finalement le suivant :


Afin de garantir la stabilité en fréquence, il serait également souhaitable d'augmenter les résistances de source des 2SK1058 de 100 à 470 ohm

Et voici le PCB et l'implantation :

Un grand merci à Michel F





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